水下通信中单边带调制电路的设计与实现

冯士民，王永斌，刘 峰

(1.海军工程大学 电子工程学院，湖北 武汉 430033;2.海军七〇二厂，上海 200434)

0 引言

在设计水下电流场通信系统时，为提高有效发射功率，调制方式通常采用单边带调制;为了增加通信系统的通信距离，工作频率一般选在音频范围［1］。当所需的载波频率很低(一般为8～10 kHz)，与调制的话音信号(频率为300～3 400 Hz)相差很近时，若采用常规的滤波法实现单边带调制，边带滤波器的制作是比较复杂的［2］。采用移相法设计实现在音频范围内的载波调制话音信号的单边带调制，避免了要求严格的边带滤波器的制作，使水下通信系统用比较简单的电路即可实现，设计的电路的边带抑制比可达到34 dB，满足水下通信系统电路的要求。

1 移相法单边带调制

1.1 移相法单边带调制电路

移相法的实质是利用2套相乘器获得2个双边带信号，使其中1个边带恰好反相，另1个边带恰好同相。这样，在相加器内相加后，1个边带因相位相反而抵消，另1个边带因相位相同而相加。因此，在理想情况下，相加器的输出端就只剩下1个边带了。其原理框图如图1所示［3］。

相乘器1的输入为调制信号UΩ(t)cosθΩ(t)和载波 Uc(t)cosωct;相乘器 2的输入为调制信号UΩ(t)cos［θΩ(t)+ π/2］和 载 波 Uc(t)cos(ωct+π/2)，2个相乘器相应的输出信号为:

式中:

将u1和u2送入相加器，可得到下边带信号:

图1 移相法单边带调制原理框图Fig.1 Block diagram of the SSB modulation using phase-shift methord

1.2 移相法单边带调制误差

从以上原理分析可知，要把无用边带全部抑制，必须满足2个条件:

1)2个相乘器输出电压的振幅应完全相同;

2)移相网络应保证精确的π/2相移，其中用于调制信号的宽带移相网络，在调制信号的频带内，每一频率分量都应精确地移相π/2。

显然，在实际电路中以上条件是比较难实现的。若通过调整，使2个相乘器输出电压振幅完全相等，载波信号的相移精确地调整在π/2。此时，对于无用边带的抑制完全取决于调制信号通过宽带移相网络时所产生的相移误差δ，边带抑制比

由式(5)得出的NS～δ曲线如图2所示。

实际电路中可以使相移误差在1°以内，根据NS－δ曲线可以看到，对无用边带的抑制约41 dB，在进行水下通信系统的设计时，采用原型单边带调制，30 dB的边带抑制比即可满足要求。

2 移相电路设计

2.1 载频移相网络设计

图2 边带抑制比和相移误差曲线Fig.2 Graph of the sideband suppression ratio and phase-shift error

由上述原理以及电路组成可知，通过载频移相网络的设计，产生相差90°的载波信号。简单的RC电路可以进行移相，但是由其幅频特性可知，RC移相电路的输出信号的幅度会随着相移不同而改变。所以使用由运放组成的一阶全通网络［4］，其相位连续可调而幅度恒定，电路设计如图3所示。

图3 载频移相网络电路原理图Fig.3 Carrier phase-shift network circuit schema

移 相 的 度 数 φ1= 2arctan(2πfC1R1)，φ2=2arctan(2πfC2R2)。为保持电路的对称性，对载波要分别移相45°和135°，相位差仍保持90°。当载波频率为 10 kHz时，R1=9 694.725 Ω，C1=680 pF，R2=8 175.191 Ω，C2=4 700 pF，Rf=Ri=2 kΩ。Rf/Ri=1保证了相位连续可调的过程中幅度保持恒定，Vo1=Vo2≈Vi。所有运放用单电源供电，电压Vcc=12 V。在Multisim 10中仿真结果如图4所示。

2.2 低频宽带移相网络设计

宽带移相网络是将2个两端对网络输入端并接到信号源，信号则分2路传输到这2个两端对网络的输出端，而2个输出端输出电压的相位差对于一定带宽的各频率都是某一个数值［5－6］。若要对话音信号进行调制，则需要设计在300～3 400 Hz频段内，移相90°的定相差网络。

图4 f=10 kHz的载波信号移相90°电路仿真Fig.4 Simulation of the circuit when the phase of the carrier(f=10 kHz)is shifted 90°

低频宽带移相网络采用有源一阶全通网络的级联形式，由已给的工作频率上限3 400 Hz，下限300 Hz，根据椭圆函数网络设计方法用Matlab编程进行计算(程序流程如图5所示)，当相移误差δ≤1°时，所需的总阶数N=6。电路原理图如图6所示。

图5 计算宽带移相网络参数程序流程图Fig.5 Block diagram for calculating parameters of the wide band phase-shift network

图6 中:R1=22.286 kΩ，C1=680 pF，R2=23.592 kΩ，C2=2 200 pF，R3=23.663 kΩ，C3=4 700 pF，R4=22.329 kΩ，C4=10 nF，R5=21.748 kΩ，C5=22 nF，R6=24.098 kΩ，C6=68 nF，Rf=Ri=2 kΩ。Rf/Ri=1保证相位连续可调的过程中幅度保持恒定，Vo1=Vo2≈Vi。因为R1C1～R6C6的取值是常数，所以选择C1～C6的取值尽量使电阻取值接近同一阻值，这有利于电路的制作与调试。

图6 低频宽带移相网络电路原理图Fig.6 Low frequency wide band phase-shift network circuit schema

在低频段范围内，上述宽带移相网络的移相度数曲线如图7所示。

图7 低频宽带移相网络移相度数曲线Fig.7 Phase-shift degree graph of the low frequency wide band phase-shift network

可以看出，用6阶的宽带移相网络可以使音频信号(f=300～3 400 Hz)的理论移相度数与90°的误差δ≤0.5°

3 电路设计及调试

相乘器选用模拟乘法器MC1496，当载波频率为10 kHz，调制信号为单音信号且频率为2 kHz时，相乘器1与相乘器2的输出信号在Multisim 10中仿真结果如图8所示。

根据上述设计的电路，输入信号加等幅双音信号，当载波频率为10 kHz，等幅双音信号频率f1=2 kHz，f2=3 kHz时，单边带调制电路的输出信号仿真结果如图9所示。

载频移相网络和低频宽带移相网络选用集成运放芯片LM324。在调试载频移相网络时，先确定其中一路的移相度数(约45°即可)，然后重点调整另一路的电阻值，使其移相度数与前一路相位差为90°;调试低频宽带移相网络时，可以根据理论计算的RiCi值确定出第i阶在频率fi上将移相90°，然后固定电容值不变，单独调整每一阶移相电路的电阻值，使其在频率fi上移相90°。低频宽带移相网络信号频率f与移相度数φ的理论值与实测值如表1所示。

在低频段范围内，上述宽带移相网络的移相度数与频率关系的实测曲线如图10所示。

由于电路和元件自身的误差导致的不对称性，最后得到的边带抑制比与设计的理论值存在误差。通过频谱分析仪观测单边带调制信号的边带抑制比为34 dB，而34 dB的边带抑制比已经满足水下通信系统的设计要求。

4 结语

在载波频率很低的水下通信系统的设计中，采用移相法单边带调制技术可以避免复杂的边带滤波器的制作，所得到信号的边带抑制比满足设计要求。本文主要分析在低载频段，采用移相法进行单边带调制的电路设计，包括载频移相网络、低频宽带移相网络和相乘器电路，用Multisim 10进行仿真，并对实际电路进行调试，得到电路性能参数，为低载频段采用移相法单边带调制技术的实际应用提供了参考。

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