数字化软开关高频开关电源模块设计

2012-09-20黄书强王海欣张君黄海宏合肥工业大学安徽合肥230009

电气自动化 2012年2期

黄书强，王海欣，张君，黄海宏（合肥工业大学，安徽合肥 230009）

0 引言

直流操作系统开关电源是发电厂、变电站中重要的二次设备之一。目前该电源采用高频开关电源模块并联运行的模式，但由于开关电源模块开关频率高，电流大，会存在较大的开关损耗和电磁干扰，为了更好的改善其特性，软开关技术应运而生，同时由于控制技术进步和微处理器的高速发展，目前直流操作系统开关电源正朝着软开关技术和数字化智能化控制技术相结合的方向发展［1，2］。

本文以TMS320F2812为核心，研制了采用移相全桥零电压零电流ZVZCS技术的直流操作系统用高频开关电源DC/DC部分。在负载和输入电压变化的情况下均能很好的实现软开关，其动态性和稳定性良好，硬件拓扑结构简单，易于实现。

1 直流操作系统高频开关电源模块的软开关实现

1.1 ZVZCS的工作原理

移相全桥软开关电路的软开关方式分为ZVS和ZCS以及他们的组合，其基本思想为通过电路中的电感，电容发生谐振实现电压和电流的过零，在此时开关管通断即可实现零电压和零电流开关。

一般地，基于经典移相全桥ZVS超前臂有足够的谐振能量实现零电压开通，而滞后臂由于在开通时变压器原边电流比较小，其副边整流二极管同时形成续流回路而相当于是短路状态，所以只有较小的电感参与谐振很难实现ZVS，而且存在着较大的占空比损失［3］。本次设计为改善此缺陷，考虑滞后桥臂实现ZCS，采用图1所示滞后臂串联二极管的PS-FB-ZVZCS变换器，充分发挥其实现软开关范围大，效率高，占空比损失很小的优点。图2给出了该变换器在一个开关周期中的主要工作波形［4］。其中［t0－t6］为半个周期。

图1 直流操作系统开关电源的电路结构

图2 ZVZCS变换器的工作的主要波形

在 VT1，VT4同时导通时，变压器原边能量正常向副边传输，Uin对隔离电容Cb充电;当 VT1关断时，电容 C1充电、C2放电，由于C1电压上升是渐进的，所以VT1关断过程近似是零电压关断;当C2放电完毕，原边电流iP沿VD2续流时，开通VT2，则VT2零电压导通;同时桥路之间的电压UAB被钳位到零，隔离电容上的电压可看成恒压源加到等效漏感Llk上，使iP迅速至零，由于滞后桥臂串联二极管的作用电流维持为零，促使VT4在零电流时关断;并且隔离电容Cb上的电压达到最大值UCbP，此时，在等效漏感作用下，电流不能很快突变，实现近似零电流开通VT3，电流换向成功，进入下半个周期。

1.2 DSP数字化控制原理

图3为开关电源数字控制系统图。输出电压、电流等模拟信号经霍尔传感器检测，调理至合适电平送至DSP2812的A/D口，与给定电压比较进行数字PI运算，输出量作为电流调节器的给定值，再经电流PI调节器的计算，结果作为相应的数字处理得到PWM发生器控制输出脉冲寄存器的值，调节输出PWM相对占空比。由驱动电路放大处理后驱动移相全桥高频电路各开关管动作，实现移相脉冲及输出电压电流的动态调节。保护电路检测到原边电流的异常值通过保护电路封锁驱动，同时故障信号进入DSP的保护I/O口，把GPIOD0口拉低，进入 PDPINTA中断使PWM发生器的各输出PWM脉冲呈高阻态，从而实现了硬件和软件的双重保护。

软件的设计可以分为4个单元模块。图4为软件框图。

图4 程序软件框图

（1）DSP初始化模块

包括系统初始化，看门狗WD初始化，GPIO口初始化，EVA/B及ADC模块初始化，中断初始化等，保证DSP系统稳定可靠的运行。

（2）数据采样模块

数据采样模块不断循环采集输出电压和电流信号，为了满足系统输出控制精度和电压纹波的要求，A/D采样器频率设置为20kHz，选用连续采样3次取平均值作为一次采样的数据，增加采集的精度，所采得的数据按顺序存放于一个数组中为后期处理做准备。

（3）PWM脉冲生成及中断模块

在A/D中断时实时的采集电压电流信息，经滤波和相应的处理与计算，通过在下溢中断和周期中断时动态的改变DSP事件管理器中比较寄存器的值，可以使输出量达到自动动态调节的目的。

图5PWM脉冲生成方法1

图5为一种脉冲生成方法，设载波周期为T，在不考虑死区的情况下，下溢中断时对比较寄存器赋值CMPR1=0，周期中断时改变其赋CMPR1=T，可实现一组50%脉宽，固定相位的 PWM脉冲。同时下溢中断时赋值另一个比较寄存CMPR2 =count，周期中断时改变其赋值CMPR2=T－ count，于是第一组PWM相位超前第二组超前相位（180count/T）°。图6为另一种脉冲生成方法，下溢中断时对比较寄存器赋值CMPR1=count1，CMPR2=count2。周期中断时改变 CMPR1=T－count1，CMPR2=T－count2。可以得出第一组PWM脉冲互为相向于第二组PWM运动，若移相角为phase（相对应的数字量），则count1=count2－phase，超前相位（180（count2－phase）/T）°。本设计选第一种方法，减小了一部分DSP开销，一组脉冲固定也增强了硬件系统的稳定性。

（4）数字PI调节模块

采用电压外环电流内环的双闭环控制方式，实时计算当前PWM信号的移相角和相对占空比，使变换器输出高质量，稳定的直流电压和要求的电流。先计算并在MATLAB/Simulink仿真环境中确定参数，再通过实验调整参数，实现动，稳态特性良好的数字PI控制系统。

图6PWM脉冲生成方法2

2 主电路参数的设计

本次设计电路输入电压250V～370V，输出电压Uo=220V，输出额定功率2.2kW，开关频率fs=40kHz。

（1）变压器匝比:

（2）超前臂电容选择:

由文献［3］可知 C1，C2充放电完毕的时间 t01=2nCUin/I0，取I0（min）=0.8 A，要实现零电压导通，t01应小于超前臂死区时间tlead=1.9 μs。可取 t01=1.3 μs，故 C≤t01I0（min）/2 n Uin=1.9 nF。VT1～VT4选用的开关管为SGL160N60UFD，查阅PDF资料可知其CE端结电容为600 pF，所以超前臂并联电容C至多取值1 300 pF，实际实验时C1=C2=1 nF。

（3）隔离电容Cb的设计:

由图2分析知道Cb越小，UCb就越大，ip减小到0的时间就越小，越有利于滞后臂开关管的零电流关断，但是这时开关管的电压应力UVT=Uin+UCbp相应增加，所以设计时在满足滞后臂零电流关断和开关管耐压等级的情况下Cb应尽量大，需要实际应用中根据实际情况权衡取值，本次试验取UCbP=30 V，由文献［3］得到UCbp=I0t56/2nCb≈IoT/4nCb，经计算 Cb≈2.3×10－6μF，实际电路中用两个105的CBB电容并联。

（4）滤波电感的计算与选择:

滤波电感主要由输出电压，电流，滤波频率以及所允许的电感电流最大纹波值所决定，其计算公式可以简化为Lf≥U0（max）/4fLΔIL，其中 fL=2fs=80 K;ΔIL=0.1I0（max）=0.2 × 1.2I0=2.4 A;经计算滤波电感Lf=0.57 mH，实验中取1 mH的电感。

3 实验结果

本次设计研制了220 V/10 A的软开关直流操作系统开关电源DC/DC样机，电路参数如下:uin输入电压250～370 V，输出额定电压220 V，开关频率40 kHz，变压器匝比0.9，输出滤波电感Lo=1 mH，滤波电容 880 uF，谐振电容 C1和 C2为1 nF，电流采样采用 LA58－P，以下是用四通道隔离Tek-TPS2014示波器在约1/3负载下测得实验波形。

图7为四路移相PWM脉冲波形;图8为超前臂开关管VT1的驱动电压（CH1）和集射极CE电压（CH3，实际用高压探头所测放大10倍）波形，可看出在CE两端电压降为0后驱动电压从零加至15 V，关断时CE电压由于外并联电容而缓缓上升，超前臂实现了零电压开通和关断;图9为滞后桥臂的驱动电压（CH1），原边电流（CH4，实际1 V对应2.5 A）和AB两端电压（CH3，实际放大10倍）波形，可看出开关管VT3关断时其电流钳位为0，开通时由于等效漏感抑制了电流的上升速率，滞后臂实现零电流关断和开通;图10为隔离电容两端电压（CH1），原边电流（CH4，实际1 V对应2.5 A）及uAB波形图（CH3，实际放大10倍），电容电压峰值为20 V左右，开关管电压应力比较小;图11为直流输出波形，其稳定输出额定电压且纹波小。