LTE下行时变信道参考信号映射

陈 鹤，李 峰，李兆训

（解放军信息工程大学 信息工程学院，河南 郑州450002）

0 引 言

为了迎接宽带接入技术的挑战，同时为了满足新型业务需求，第三代合作伙伴计划 （3GPP）于2004年11月启动了的最大的新技术研发项目——长期演进 （LTE）。它改进并增强了3G的空中接入技术，采用OFDM技术和MIMO技术作为其无线网络演进的唯一标准。它改善了小区边缘用户的性能，并提高了小区容量和降低了系统延迟［1－2］。

支持用户的高速移动通信是LTE标准中的一个重要需求。然而，无线信道在高速环境下的时变性将会是完成这一需求所面临的重大挑战。在3GPP LTE下行链路中，无线信道在一个正交频分复用 （OFDM）符号传送周期内的变化将会破坏不同子载波间的正交性，这将引起接收端的ICI，ICI将会导致严重的性能下降［3］。由于ICI的存在，接收端进行信道估计将是个重大的挑战。

目前，已有一些不同的关于OFDM系统在时变环境下的信道估计方案。在文献 ［4］中，提出了一种在移动数字视频广播－手持 （DBV－H）接收端进行信道估计的时域升余弦插值和一种频域长余弦插值带自适应滚降系数的插值方法。在文献 ［5］中，提出了一种针对DVB－H的低复杂度的信道估计方法，该方法能过在时域和频域分别采用信道矩阵的带状结构和稀疏矩阵来降低复杂度。在文献 ［6］中，提出了一种最小均方误差插值和时域加窗的时变信道估计方法。参考信号子载波上的ICI影响受其它参考信号子载波和数据子载波的复合影响，尤其是与参考信号子载波相邻的几个子载波影响最大，为此本文给出了一种适用于LTE下行时变信道估计的参考信号映射 （TVRSM）方法，此方法可以在参考信号子载波相邻位置插入的若干个虚子载波，从而达到削弱ICI影响的目的。为方便表示，这里简称该方法为 TVRSM （time－varyning reference signal mapping）方法。

标识说明：在以下叙述中，E（·）表示求随机量的数学期望；XH表示复向量X的共轭转置，diag（X）表示对角矩阵的对角元素为向量X。

1 系统描述和信道模型

假设一个MIMO－OFDM系统，发射端有2个天线，接收端有2个天线，传送带宽为10MHZ，对应的资源块（RB，一个RB由7个OFDM符号，12个子载波组成）个数为50，根据文献 ［7］，采用由20个0.5ms下行时隙组成的帧结构1。

1.1 参考信号

参考信号，也就是常说的 “导频”信号，是由发射端提供给接收端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。由于LTE改变了基本传输方式和多址方式，原来为CDMA系统设计的参考信号无法继续使用，需要针对OFDMA和SC－FDMA系统重新设计。

LTE下行有3种参考信号［8］：小区专用参考信号、单频网多播/广播 （MBSFN）参考信号、终端专用参考信号。我们进行信道估计需要用到的是小区专用参考信号。如图1所示为小区专用参考信号在RB中时的映射，其中天线1除了发射本天线的RS外，其它天线在RB上相同位置不进行发射，以避免对其它天线进行干扰。同样，天线2除了发射本天线的RS外，其它天线在RB上相同位置不进行发射。

图1 3GPP LTE标准小区专用参考信号映射

1.2 信道模型

时变多径衰弱信道可以用抽头延时线模型来表示［9－10］

式中：τl——对应于第l个抽头的延时。

这里采用文献 ［11］中提出的extended vehicular A（EVA）模型，EVA模型对应的均方根延时扩展为357ns，抽头数L＝9。对于快衰弱信道，信道在一个OFDM周期的变化比较明显，抽头增益的时变性主要取决于它的自相关函数［12］

式中：fD——最大多谱勒频移，——对应hl（t）的平均功率，J0（·）——第一类零阶Bessel曲线。

2 信道估计方法

设Xmk为任一下行时隙第k个子载波，第m个符号传送的数据。在接收端对应第k个子载波，第m个符号的接收信号［13］

式中：K——总子载波数，Nmk——均值为0、方差为σN2的加性高斯白噪声，——子载波k上的信道频率响应，——子载波n（n＝0，1，…，K－1，n≠k）对子载波k产生的ICI增益。

我们用k1，k2，…，kP分别表示P个参考信号。通常RS的CFR增益的初始估计不考虑ICI影响，第p个参考信号 CFR 的 LS估计为［14－15］

式 （4）得到的估计只适用于低速移动环境，此时式（3）中的ICI增益Hmk，k′可以忽略。然而，在高速移动传播条件下，随着最大多谱勒频移fD的增大，ICI增益也随着变得更加严重，式 （4）将不再适用。

3 所提参考信号映射方案

为了减少时变环境下ICI的影响，这里给出一种新的映射方法，该方法通过插入虚子载波来保护参考信号。由于参考信号子载波上的ICI影响受其它参考信号子载波和数据子载波的复合影响，尤其是离的最近的几个子载波影响最大，所以可以把与参考信号子载波相邻的两边M个子载波换成虚子载波，设k′为虚子载波位置标号，此时

k′满足│k′－kp│＜M（kp代表第p个参考信号子载波）。相应的M＝1和M＝2的参考信号映射如图2和图3所示，其中黑色部分为参考信号，灰色部分为插入的虚子载波。

将式 （4）代入式 （3）中，可得第m个OFDM符号上的导频子载波kp的接收信号为

显然，上式消除了2M个干扰最为严重的ICI增益所以通过式 （6）可以得到比式 （3）更精确的估计值。

同样地，可以利用虚子载波在导频相邻位置的插入估计出ICI增益。以第m个OFDM符号上的第一个相邻子载波kp＋1为例，由式 （4）和式 （6）可得，此子载波上的接收信号为

其 它 ICI项， …，，， …，可以通过类似的方法求得。

4 性能分析

4.1 仿真分析

为了验证TVRSM方法与标准映射方案之间的性能差异，分别对不同速度下两种方法的归一化均方误差（NMSE）性能与误比特率 （BER）性能进行了仿真。信道采用的是EVA信道模型，信道模型参数如表1所示，仿真条件如表2所示。

表1 EVA信道模型参数

表2 LTE系统传统估计算法仿真参数

仿真1和仿真2：图4和图5中分别表示了TVRSM和标准映射时分别在移动速度v＝300km/h、v＝150km/h与v＝0km/h（非时变条件下）时的NMSE性能比较。图中，Standard表示标准映射，M＝1表示TVRSM方法中RS前后各1个虚子载波的情况，M＝2表示TVRSM方法中RS前后各2个虚子载波的情况。从图中可知，在v＝0km/h时，TVRSM和标准映射NMSE性能差别不大，这是因为在非时变信道下，ICI不存在或可忽略，保护参考信号的虚子载波没有发挥作用，所以其性能与标准映射时接近。随着SNR的增大，ICI逐渐成为影响性能的主要因素，由于虚子载波能消除与导频子载波相邻2M个邻近子载波的ICI干扰，所以此时所提方案性能明显优于标准方案。而且移动速度越大，TVRSM方法的优势越明显。

仿真3和仿真4：图6和图7中分别表示了TVRSM和标准映射分别在移动速度v＝300km/h、v＝150km/h与v＝0 km/h时的BER性能比较。从图中可知，在v＝0km/h时，TVRSM和标准映射BER性能差别不大，但由于有2M个虚子载波替换了数据子载波，造成了一定的传输速率损失，所以TVRSM在M＝1时和M＝2时相比于标准方案各有0.3dB和0.6dB的SNR损失。但随着移动速度的增加，由于虚子载波对ICI的抑制作用，在高SNR区域TVRSM相比于标准映射的优势越来越明显。在v＝150km/h的条件下，M＝1时TVRSM在SNR＝30dB时能比标准映射时提升2.5dB左右性能，M＝2时TVRSM在SNR＝30dB时能比标准映射时提升4.5dB左右性能。在v＝300km/h的条件下，M＝1时TVRSM在SNR＝30dB时能比标准方案提升3dB左右性能，M＝2时TVRSM在SNR＝30dB时能比标准映射时提升5.5dB左右性能。

4.2 开销分析

TVRSM方法由于插入了部分虚子载波而牺牲了少量的下行时隙的数据传输，有效数据传输能力略有所下降，在需要传输相同有效数据量时，其开销必然会有所增加，但能换来在时变信道下估计性能的提升，这个代价还是值得的。显然，M＝2时该方法比M＝1时开销大，出于性能与开销的折衷考虑，一般选用M＝1时的情况。

5 结束语

本文针对在时变环境下LTE下行传输时各参考信号之间的存在载波间干扰，严重影响信道估计性能的问题，给出了一种适用于LTE下行时变信道估计的参考信号映射方法，该方法通过在参考信号邻近子载波位置上插入虚子载波来消除邻近子载波对参考信号的载波间干扰，从而达到提高信道估计性能的目的，同时该方法又可通过一个简单估计器来获得ICI增益的初步估计，仿真结果与分析表明，在时变环境下该方法相比于Release 8标准映射具有更优的估计性能。

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