准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器

陈道炼，严斌，陈峰，左巧安，林真

(福州大学 电力电子与电力传动研究所，福建 福州350108)

0 引言

随着石油、煤和天然气等主要化石能源日益紧张，太阳能、风能、氢能、潮汐能和地热能等新能源(也称为绿色能源)的开发和利用越来越受到世界各国的重视。光伏电池、风力发电机等新能源发电系统直接产生的能量通常是不稳定的，需要在光电池与电网之间配置容量适合的逆变器，将随机变化的电能变换成电压、频率、谐波、相角和功率因数均符合电网要求的交流电能，以实现并网。因此，并网逆变器的性能对太阳能、风能等新能源并网发电具有极其重要的意义[1－2]。

Buck型(电压型)PWM并网逆变器，虽然具有单级电路结构、技术成熟可靠等优点，但正常工作时必须要求直流侧电压大于交流侧电压的峰值，故存在一个明显的缺陷:对于光伏并网逆变而言，当光伏电池输出能力降低时，如阴雨天或夜晚，整个发电系统将停止运行，系统的利用率下降[3]。对此，常采用如下两种方案来解决这—问题:1)前级添加Boost型变换器[4]或隔离型直流变换器[5－6]，从而增加了功率变换级数、电路复杂性、损耗和成本;2)输出接工频变压器，仍属于单级电路结构，但存在体积和重量大、成本高等缺陷，无法适应铜铁材料日益紧张和价格急剧增长的今天[7]。因此，准单级或单级并网逆变器已成为当今新能源发电领域的一个研究热点[8]。

本文提出了准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器电路结构与拓扑族，并对构成这类逆变器的电路结构与拓扑族、控制策略、稳态原理特性、电路参数设计等关键技术进行深入的理论分析研究，以推挽正激式电路为例，设计并研制出1 kW 48VDC/220V50HzAC样机。

1 电路结构与拓扑族

1.1 电路结构

准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器电路结构，如图1所示。这类电路结构是由单向隔离Buck直流变换器和极性反转逆变桥级联构成，具有高频电气隔离、电路结构简洁、准单级功率变换、变换效率高、极性反转逆变桥功率开关电压应力低且为ZVZCS、并网电流质量高等优点，特别适合用于新能源并网发电场合。新能源发电设备的输出电压Ui先由单向隔离Buck直流变换器变换成具有高频脉动分量的100 Hz正弦半波电流，再经极性反转逆变桥和电容滤波后得到高质量的输出低频正弦电流。

图1 准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器电路结构Fig.1 Circuit configuration of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode gridconnected inverters with high frequency link

1.2 电路拓扑族

准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器拓扑族，包括推挽正激式等8个电路拓扑，如图2所示。

图2 准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器拓扑族Fig.2 Circuit topological family of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode grid-connected inverters with high frequency link

2 控制原理

准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器采用SPWM电流瞬时值控制策略，如图3所示。

图3 准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器控制原理Fig.3 Control principles of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode grid-connected inverters with high frequency link

将滤波电感Lf1的电流反馈信号iLf1和与电网电压同步的基准正弦信号ir的绝对值信号相比较，经误差放大后得到 ie，ie与锯齿波uc交截产生 SPWM信号uSPWM，uSPWM分别与uc的下降沿二分频信号 uk及其反相信号相与得到功率开关 Sm1(Sm1')、Sm2(Sm2')的控制信号 ugsm1(ugsm1')、ugsm2、(ugsm2')，从而实现与电网电压绝对值信号同步的电感电流iLf1;通过调节SPWM的信号的占空比，即可实现iLf1的稳定与调节。此外，将ir过零比较后产生两路互补信号usy、¯usy，用来控制极性反转逆变桥的功率开关 S1、S2、S3、S4，将滤波电感电流 iLf1极性反转为低频正弦波电流馈入电网。

这种控制方案具有开关频率固定、输出频谱特性优、输出滤波器易于设计、网侧电流对系统参数不敏感和系统鲁棒性高等优点。需要说明的是，该控制方案应用于图2(a)单管正激式电路时，可简化控制电路，uSPWM可直接用来控制功率开关Sm1。

3 原理特性

3.1 稳态工作原理

以图2(d)所示推挽正激式拓扑为例，分析这类逆变器的稳态原理特性。设高频变压器原边绕组匝数N11=N12=N1，副边绕组匝数为N2，ton为每个功率开关的导通时间，Ts为开关周期，开关频率fs=1/Ts，功率开关的占空比 D=ton/Ts。为了简化分析，假定:① 所有元件均为理想元件;② 线路电阻、电感为零;③变压器励磁电感足够大，励磁电流忽略不计;④ 在高频工作条件下，滤波电感、电容值保持不变;⑤ 稳态工作时，箝位电容Cc电压基本不变，视为电压源(上负下正)UCc≈Ui;⑥ 功率开关和整流二极管的开通时间和关断时间为零，且通态压降和断态漏电流为零。

逆变器在电网电压正负半周的工作情况相似，故仅以正半周为例来分析稳态原理。在一个高频开关周期内，推挽正激式电路的两个功率开关Sm1、Sm2交替工作，有8个工作模态，只需分析其中一只功率开关Sm1的工作模式，即分析半个开关周期的4个工作模态即可。推挽正激式准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器的稳态原理波形和半个开关周期内的工作模态，如图4所示。

工作模态1[t0～t1]功率开关 Sm1开通瞬间，模态等效电路如图4(b)所示。t0时刻以前，原边电流在 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－构成的回路中形成环流Iloop，电感电流iLf1通过两组副边整流二极管续流，副边绕组短路;t0时刻，功率开关Sm1开通，电压Ui施加在原边绕组 N11上，箝位电容 Cc电压 UCc施加在原边绕组 N12上。在此阶段，电流 iNl1迅速增加、iN12迅速减小并反向增大。此时，副边整流桥的D1～D4仍同时导通，副边绕组处于短路状态，故电压Ui、UCc实际上是加在原边绕组N11、N12的漏感上。与续流状态不同的是，此时加到整流二极管D1、D4的电压为正向电压，加到D2、D3的电压为反压，D2、D3处于反向恢复状态。相应地，D1、D4中的电流增大，D2、D3中的电流减小，当流过 D1、D4的电流增大到电感电流iLf1，流过 D2、D3的电流减小为零时，该模态结束。在此阶段，功率开关Sm2的漏源电压Udsm2=Ui+UCc≈2Ui。

工作模态2[t1～t2]功率开关Sm1稳定导通期间，模态等效电路如图4(c)所示。t1时刻，功率开关 Sm1持续导通，D1、D4和 D2、D3续流结束，D1、D4导通，D2、D3截止。在此阶段 Ui和 UCc分别加在变压器原边绕组N11和N12上，输入电源和箝位电容同时向负载传输能量，变压器原边绕组电流iN1、iN2继续增大，电流的变化率减小。该模态下，推挽正激式电路相当于两个单端正激变换器并联工作，其输入电流ii=iN11，功率开关Sm2的漏源电压仍为 Udsm2=Ui+UCc≈2Ui。t2时刻，Sm1关断，该模态结束。

图4 推挽正激式并网逆变器的稳态原理波形和半个开关周期内的工作模态Fig.4 Steady principles waveforms and operating modes within half a switching period of the push-pull forward mode grid-connected inverter

工作模态3[t2～t3]功率开关 Sm1关断瞬间，模态等效电路如图4(d)所示。t2时刻，功率开关Sm1关断，流过绕组N11的电流iN11迅速减小，绕组N11上产生较大的反电势，并使Sm2的寄生二极管导通，iN11流向箝位电容 Cc，即给箝位电容充电。副边绕组的电压为上负下正，立即使 D2、D3导通，D1、D4承受反压而处于反向恢复状态，因此整流二极管工作在续流状态。绕组N11上的电流iN11通过Sm2的体二极管构成环流，输入电压Ui和箝位电容电压UCc分别施加在绕组N12和绕组N11上，即iN11减小，iN12减小并反向增大，分别对输入电源、箝位电容释放漏感能量。此阶段功率开关Sm1的漏源电压 Udsm1=Ui+UCc≈2Ui。当 iN11= －iN12时，由 Sm2寄生二极管构成的环流为零，寄生二极管截止，该模态结束。

工作模态4[t3～t4]两个开关均截止期间，模态等效电路如图4(e)所示。在该模态，Sm1、Sm2均处于截止状态，输入电压Ui加在箝位电容上，向箝位电容充电，输入电流 ii=Iloop，Sm1、Sm2的漏源电压均为Ui。环流电流流经两原边绕组，即从一绕组同名端流入，从另一绕组同名端流出，产生的磁通量抵消，因而副边绕组电流为零，原副边绕组电压也均为零。滤波电感电流iLf1分别通过两组副边整流二极管续流，每个桥臂的二极管流过的电流相等，均为电感电流的一半。

t4时刻，功率开关Sm2开通，该模态结束，下半周期开始。

稳态工作时，由 Ui+－Sm1－Cc－Sm2－Ui－构成的回路可见，Udsm1+Udsm2=Ui+UCc≈2Ui，因此，任意一个功率开关的电压应力最大为2Ui，功率开关上没有电压过冲，箝位电容起到了良好的箝位作用。功率开关Sm2具有和Sm1相同的模态，只是此时是磁心退磁和反向磁化过程。如果在Sm1开通期间N11绕组磁化电流较大，则在Sm1关断时，漏感对箝位电容充电电流也会较大，箝位电容电压上升较高。在Sm2开通时，箝位电容加在N11绕组上电压也较高，去磁电流的减小量增加，使励磁电流和磁通回到起始点。所以，利用箝位电容的电压浮动性，抑制了功率开关的电压尖峰，避免了推挽电路变压器的直流偏磁现象。

从以上分析可以看出，推挽正激变换器克服了推挽电路和正激电路二者之缺点，集二者之优点:1)高频变压器磁心双向对称磁化，磁心利用率高;2)克服了正激电路附加磁复位电路的复杂性，且变换器的占空比可大于0.5;3)抑制了功率开关的电压尖峰。所以，推挽正激式准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器，在低压大电流输入新能源发电场合具有重要的应用价值。

3.2 环流分析

在工作模态 4[t3～t4]，两个功率开关 Sm1、Sm2均截止，输入电流即为环流电流。在此阶段，高频变压器的漏感和箝位电容谐振，谐振周期大于最小占空比的死区时间(即图4中的 t3～t4)，可认为环流电流Iloop的大小基本不变。输入电源通过Ui+－N12－Cc－N11－Ui－构成的环路向箝位电容 Cc充电，充电电荷为

当其中一个功率开关导通时，箝位电容通过相应的一个绕组向负载释放能量，放电电荷为

稳态时箝位电容电荷守恒QCc=Qdisc，可得

3.3 能量传输分析

推挽正激变换器的能量传输可分为两个部分:一部分是直接传输的能量，在功率开关导通期间，输入电源通过变压器直接传输给负载;另一部分是间接传输的能量，两个功率开关均不导通期间，输入电源通过 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－构成的环路给箝位电容Cc充电，然后在功率开关导通期间通过变压器将箝位电容上储存的能量传输给负载。

Sm1或Sm2导通期间，输入电源通过变压器直接传输给负载的能量为

由输出滤波电感Lf1的伏秒积平衡，可得变换器的输出与输入关系为

此时输入电流ii=iN11，则

这里，输出功率pL=uLILf1，近似认为并网电流等于电感电流ILf1。

Sm1和Sm2均不截止期间，输入电源经 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－给箝位电容 Cc充电，箝位电容储存能量，这部分能量即为间接传输的能量:

此时输入电流ii=Iloop，则

间接传输的能量占总能量的比例为

显然，相同负载时推挽正激变换器的效率较推挽电路有所提高。

3.4 输入电流分析

在Sm1或Sm2导通期间，输入电流为

当Sm1和Sm2均截止时，输入电流为

输入电流的纹波为

推挽正激变换器的输入电流是连续的，其电流纹波为同样情况下推挽电路的一半，输入电流的高频谐波显著减小。箝位电容起到了内置滤波器的效果，可减小变换器输入滤波器的体积和重量。

4 关键电路参数设计

4.1 箝位电容Cc

由上述原理特性可知，箝位电容Cc和输入电源Ui并联对负载提供能量，且UCc≈Ui，每个开关周期Cc提供的能量近似为总能量Win的1/2。当只有一个功率开关工作时，电容的放电能量可近似为

故可得

式中η为逆变器效率，UCc+、UCc－分别为箝位电容电压的最大值、最小值，箝位电容电压纹波 ΔU=(UCc+－UCc－)/2，为了减少功率开关的电压应力，一般取 ΔU ＜10%Ui。

4.2 高频变压器匝比

高频变压器的匝比应按最低输入电压Uimin、最大电网电压1.1UL对应最大占空比Dmax来确定，即

4.3 输出滤波器LCL

电感的选取和纹波电流大小、系统功耗有关。电感值越大，纹波电流越小，线路损耗就会减小，但电感的体积和损耗都会增大。因此，电感的选取要考虑多方面的因素，采取折中的办法。通常，电感Lf1上的纹波电流取为额定电流的15% ～25%，这里取20%。

输出滤波电感Lf1的取值范围为

输出滤波电感 Lf2通常取 Lf1/2，而输出滤波电容Cf应根据LCL滤波器的谐振频率来设计。一般T型滤波器的谐振频率fres取值范围为10fL～fs/2(fL为电网频率)。这里，fres设计为fs/5，即

可得

5 样机测试

设计实例:推挽正激式拓扑，SPWM电流瞬时值反馈控制策略，Ui=40 ～60 VDC，Uo=220 V50 Hz，额定容量S=1 kVA，开关频率fs=65 kHz，输入滤波电容Ci=4×3 300 μF/100 V，高频变压器匝比 N2/N1=30/3，箝位电容 Cc=4 ×10 μF/100 V，Lf1=1.2 mH，Lf2=0.6 mH，Cf=470 nF/630 V，Sm1、Sm2选用MOSFET IXFH80N20Q，D1－D4选用 DSEI30－10 A，S1、S2、S3、S4选用 MOSFET IRF840 和阻断二极管STPS20150CT的反向串联。

5.1 测试波形

1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器样机在额定输入电压Ui=48 V和额定负载时的测试波形，如图5所示。

图5 1 kW推挽正激式并网逆变器在额定输入电压、额定负载时的测试波形Fig.5 Testing waveforms of the push-pull forward mode grid-connected inverter under Ui=48 V and normalized load

样机测试结果表明:1)功率开关Sm1、Sm2的最大电压应力被箝位在两倍的输入电压;2)高频变压器绕组电压为双极性三态的高频脉冲波;3)高频整流桥二极管承受的电压应力约为700 V;4)并网电流波形与电网电压同频同相，THD=0.925%。

5.2 测试数据

1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器样机在额定输入电压 Ui=48 V时的测试数据，如表1所示。

根据表1的测试数据，该并网逆变器在额定输入Ui=48 V时的变换效率曲线，如图6所示。

图6 1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式并网逆变器在额定输入电压的变换效率曲线Fig.6 The conversion efficiency curve of the push-pullforward mode grid-connected inverter under normalized input voltage

从表1和图6可以看出，随着输出功率的增大，并网逆变器的变换效率先增大后逐渐降低，在额定负载时的变换效率高达 90.5%，并网电流 iLf2的THD逐渐减小，并网电流质量高。如果极性反转逆变桥选用具有更低通态压降的GTR或晶闸管器件，则可去除四个反向阻断二极管，并且获得更高的变换效率。

6 结论

准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器电路结构，是由单向隔离Buck直流变换器和极性反转逆变桥级联构成，其拓扑族包括推挽正激式等8个电路拓扑。

这类并网逆变器采用输出电流瞬时值反馈控制策略;推挽正激变换器的高频变压器磁心双向对称磁化，箝位电容有效地抑制了功率开关的电压尖峰，在一个高频开关周期内，有8个工作模态;获得了箝位电容、高频变压器匝比、输出LCL滤波器的设计式;设计并研制的1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式准单级单向Buck直流变换器型高频链并网逆变器样机具有优良的性能，在低压大电流输入新能源发电场合具有重要的应用前景。

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