一种低温漂、高精度CMOS带隙基准源设计

王宇星，曹校军，姜盛瑜，吴 金

(1.无锡科技职业学院尚德光伏学院，江苏无锡 214028;2.海力士半导体中国有限公司制造技术部，江苏无锡 214028;3.东南大学无锡分校，江苏无锡 214135)

一种低温漂、高精度CMOS带隙基准源设计

王宇星1，曹校军1，姜盛瑜2，吴 金3

(1.无锡科技职业学院尚德光伏学院，江苏无锡 214028;2.海力士半导体中国有限公司制造技术部，江苏无锡 214028;3.东南大学无锡分校，江苏无锡 214135)

基于线性分段补偿的基本原理，依据输出支路内部的温度负反馈结构，提出了一种结构简单、适应不同开口方向的高阶补偿方法。并设计了一种基于电流镜结构的低温漂、高精度的电压基准电路。CSMC 0.35 μm CMOS工艺的仿真结果表明，经高阶补偿的电压模基准，在－40～125℃温区范围内温度系数为2.84×10－6/℃，低频100 Hz时的PSRR达到－70.6 dB，10 kHz为－63.36 dB。当电源电压在2～3 V范围内变化时，其电压值波动为3 mV/V。整个带隙基准电压源具有较好的综合性能。

CMOS带隙基准源;低压;曲率补偿;温度系数

SOC系统集成对带隙电压基准IP电路提出了越来越高的要求。现有的电压模带隙基准基于ΔVBE正温度系数(PTAT)电压与VBE负温度系数(IPTAT)线性补偿的原理［1－3］，一阶线性补偿后仍残留一定的温度系数，典型的温度系数为 7 × 10－6/℃ 以上［4－6］，PSRR约在33 dB，同时由于电路中电流镜失配造成PSRR指标难以提高。

基于分段补偿原理，结合自适应负反馈控制结构设计了一种基于电流镜控制CMOS带隙基准电路，通过W/L失配控制的参数设计，以适合不同开口方向的高阶曲率补偿结构。且该结构对电压模和电流模带隙基准均能适用，满足了更广范围下对高性能基准的应用需要。最后，给出了基于新的补偿结构的仿真验证结果。

1 典型电压带隙基准结构

利用正负温度系数补偿原理实现的电压模带隙电压基准，其电路原型结构如图1所示。

图1 典型电压模带隙电压基准

图中N为Q2与Q1管发射区面积之比，偏置支路中由电流镜的匹配控制得到A、B两点电位相等，在匹配电流严格相等的条件下，形成ΔVBE=VTlnN的经典PTAT偏置，由ΔVBE/R0定义的支路电流通过PMOS电流镜线性传递到输出支路，再经电阻RREF还原为PTAT电压，最后与负温度系数VBE电压串联叠加后得到基准输出，即

通过调节N和RREF/R0电阻比值，控制正负温度系数系数近似相等，得到的基准温度系数为12×10－6/℃。由于非可控失配与非线性残余温度量的影响，一阶线性补偿基准的温度系数难以有效提高;同时PSRR仅为22 dB，若PMOS电流镜采用Cascode结构，PSRR提高到43 dB，但基准受电源噪声扰动的影响仍然较大。

电路中在A、B两点分别增加到GND的两个相同的并联电阻RA=RB，并在输出支路将Diode二极管去除只保留纯电阻输出，得到的电流模带隙基准突破了1.2 V固定输出的限制，可在较宽范围内变化，适合低压多值基准输出应用。

2 高阶补偿原理与结构

2.1 工作原理

一阶线性补偿基准的温度特性为图2(a)所示的开口向上或开口向下的对称分布，为实现高阶补偿下降低一个数量级的温度特性，最有效方法是将一阶线性补偿的单峰极值变为高次补偿下的多峰极值，从而降低基准电压峰－峰值的变化量。为此需适当调节一阶线性补偿量，将原来位于温区中点即常温附近的峰值调整到温区的高温或低温端，与此对应的另一端则通过自适应的高阶补偿形成另一个或多个峰值，通过控制非对称的一阶和高阶补偿关系，使宽温区范围内的纹波电压变化均匀并趋于平衡。

图2 电压基准的补偿温度特性

以开口向下(上)的一阶基准温度特性为例，若一阶基准在高温段输出偏大，如图2(b)所示，则在低(高)温段对输出支路注入适量的负温度系数电流、或分流正温度系数电流，以降低低(高)温下的正温度系数，形成低(高)温区下输出基准的局部峰值，并在整个温区内形成双峰输出。同样，若一阶非对称补偿基准的低温值偏大，如图2(c)所示，则需在高(低)温段注入正温度系数电流、或分流负温度系数电流，以降低高(低)温下的负温度系数。电流的注入与分流在控制原理上是等效的，针对开口向下的输出特性，合理配置一阶非对称补偿的特性与不同补偿起始点的电流微量控制，即可实现输出“N”型或“M”型的二阶补偿输出特性曲线。

图3给出了基于以上原理实现的一种带隙基准高阶补偿结构，该电路基于内部反馈环路控制的3路偏置结构，环路闭环反馈控制具有类似运放控制的性能，但避免了其随机失调难以控制的缺点，又显著提高了偏置电路的匹配和稳定性。应用于电压或电流模基准中，将有效改善电路的整体性能。

图3 电压模基准补偿电路

该电路是利用宽摆幅PMOS Cascode电流镜的高输出阻抗以改善电路的PSRR特性;内部由PM7→NM3→NM1→PM1→PM7构成的闭环负反馈环路，抑制了包括电源Vdd噪声在内的各种扰动，又显著提高了偏置电路的匹配性和稳定性。同时，电路内部还存在一条由PM7→NM3→NM0→MN7组成的正反馈环路，电路结构中应使负反馈环路比正反馈环路具有更高的增益，以确保平衡条件下系统的稳定。由基准核心电路与自偏置回路共同构成一个环路控制结构。这种控制结构类似运算放大器的作用，回路能有效提高整个基准电路PSRR。

Mn管并联在电阻Rn端，栅电位接基准或近似基准输出，选择其源端合适的电位使该管从低温段开始导通。由于低温起点的补偿在高温区同样起作用，因此必须协同配置补偿起始点，补偿量的大小以及一阶非对称补偿曲线的变化特性。由于VGSN的正温度特性与VTN的负温度特性，使得Mn管有效驱动电压呈正温度特性并占主导作用，Mn管电流导通后随温度上升而增加，流过Rn电阻电流的正温度系数减小而负温度系数增加，输出负温度特性加强，形成第一个极高峰值点。同时由于补偿管并联的分流作用，输出电压值降低，形成图2(b)所示的二阶补偿特性。由于Mn管栅压VGN及其温度特性在一定范围内可自由配置，当VGN下降到低于基准电压时，VGN负温度系数增加，Mn管电流的正温度系数下降，从而抑制了输出电压的降低。这意味着可通过配置VGSN电压选择合适的补偿起始点及其温度系数得到所需的二阶补偿特性，或者当补偿设定后，Mn管的温度负反馈控制更有利于温度特性的稳定。

在实际调制电路中，输出支路电流的大小会影响该支路三极管EB结的温度特性，因此，在优化电压模结构时，要综合输出支路电流大小、补偿电流大小、以及基于降低电流失配参数设计这三方面优化考虑。

2.2 高阶补偿结构分析

在曲率补偿原理的基础上，利用分段补偿的原理，将全温度范围划分为若干个子区间分段进行补偿［7］，采用如图4所示的Mc与Rp的并联结构，形成补偿电流的分流控制机制。当温度变化时，无论补偿管Mc的导通状态如何变化，Mc与Rp中的总电流因由输出支路决定其温度特性保持原有规律不变，即Mc补偿电流的导通状态对输出支路中的其它部分的温度特性不产生影响，而只对并联部分电压降的温度特性产生作用。Mc导通后使并联等效电阻减小，在输出支路电流温度特性保持恒定的条件下，导致并联结构的电压降低，形成高温下负温度系数增强的补偿机制。图4中，Vs电压的选择应使补偿管工作在弱反型区、并联电阻Rp的选择则使补偿管处于线性电阻区，同时设计补偿管合适的W/L参数，实现对微弱高阶补偿量的有效控制。

图4 自适应高阶补偿控制结构

图4中Mc补偿管的栅电位可在VREF电压附近灵活调节，当VG＞VREF时，补偿管的正温度系数电流调节作用增强，相反，当VG＜VREF时，负温度系数电压调节作用减弱。

3 系统验证与分析

电路运用Cadence Spectre工具，采用CSMC 0.35 μm CMOS工艺)，在－40℃ ＜T＜125℃范围下进行仿真。

由于电路补偿主要是通过并联Mn管来实现的，首先测试补偿MOS管的温度特性，图5中Mn管的阈值电压为负温度特性，其VGS因采用高于基准电压的栅压驱动而具有正温度特性，由此形成Mn正温度系数电流图6所示。由于Mn管VGS与VTN之间的有效驱动电压随温度下降而减小，因此当温度下降到某一临界点时，Mn截止。这里通过适当配置Mn管的栅源电压，可以使得Mn的补偿作用在整个温区内有效。

从图5可见Mn管开启较早，在全温区范围内补偿，由于Mn管的补偿电流随温度增加不断上升，流过并联Rn电阻的电流正温度系数减小，输出电压降低，并且一阶非对称曲线高温段正温度系数的减小程度远大于低温段。

图7所示采用高阶补偿技术后，在－40～125℃温度范围内，基准电压温度系数在 tt、ff、fs、sf、ss模型下分别为:2.84 × 10－6/℃、28.2 × 10－6/℃、35.11 × 10－6/℃、23.3 ×10－6/℃、4.32×10－6/℃，其中fs模型温度系数较大。

如图8所示，tt模型下，补偿后 PSRR在低频100 Hz为 －70.6 dB，10 kHz为 －63.36 dB。当电源电压在0～3 V范围内变化，输出基准电压与电源电压关系如图9所示。基准电路通过高阶补偿技术补偿后，电源电压不到2 V时即开始工作。tt模型下，当电源电压在2～3 V范围内变化时，其电压值波动为3 mV/V。

4 结束语

提出了一种新的电压基准高阶补偿方法。采用分段补偿控制，利用输出支路内部自适应负反馈控制，通过在低温段和高温段分别注入或分流不同温度系数的电流，将一阶线性补偿的单峰极值变为多峰极值，将输出电压的变化范围降低到几十μV量级。与传统的高阶补偿基准电路相比，新的自适应高阶补偿结构对温度系数的改善十分明显。基于CSMC 0.35 μm CMOS工艺的仿真结果表明，经优化后的高阶补偿，3 V工作电压下，电压模基准在－40～125℃温区范围内输出电压变化幅度只有3 mV，温度系数仅为2.84×10－6/℃，功耗低，在高精度低成本方面具有明显的技术优势。

［1］PAUL R G，PAUL J H，STEPHEN H L.Analysis and design of ananlog integrated circuits［M］.4th Edition.Beijing:High Education Press，2005.

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Design of a Low Temperature Float High Precision CMOS Bandgap Reference

WANG Yuxing1，CAO Xiaojun1，JIANG Shengyu2，WU Jin3
(1.Suntech V College，Wuxi College of Science and Technology，Wuxi 214028，China;2.Manufacturing Technology Division，Hynix Semiconductor China Ltd，Wuxi 214028，China;3.Wuxi Campus，Southeast University，Wuxi 214135，China)

Based on the basic principles of linear segmented compensation and the output branch structure of the internal temperature of negative feedback，this paper proposes a novel structure which is simple and adapts to high order compensation methods of different opening directions.It also designs a low temperature float high precision voltage reference circuit based on the current mirror structure.Simulation by the CSMC 0.35 μm CMOS process indicates this bandgap reference can reach a temperature coefficient of 2.84℃ from －40 to125℃.PSRR can reach－70.6 dB and －63.36 dB at 100 Hz and 10 kHz PSRR，respectively.When the power supply voltage is in the range 2～3 V，the voltage fluctuation value is 3 mV/V.The proposed BGR has good overall performance.

CMOS bandgap reference;low voltage;curvature compensation;temperature coefficient

TN432

A

1007－7820(2012)08－006－04

2012-03-12

王宇星(1980—)，女，硕士，讲师。研究方向:数模混合IC设计。姜盛瑜(1979—)，男，工程师。研究方向:器件工艺设计。吴金(1965—)，男，教授。研究方向:模拟，数模混合集成电路设计。