零电压、零电流倍流整流电阴焊逆变电源

张 伟，胡德安，陈益平，朱文志

(南昌航空大学 航空制造工程学院，江西 南昌 330063)

零电压、零电流倍流整流电阴焊逆变电源

张 伟，胡德安，陈益平，朱文志

(南昌航空大学 航空制造工程学院，江西 南昌 330063)

设计了一种新型的零电压、零电流倍流整流电阻焊逆变电源，采用移相控制实现零电压、零电流开关全桥变换，其中超前桥臂实现零电压开通，滞后桥臂实现零电流关断。变压器二次侧采用一种单线圈双电感双管全波整流电路，整流二极管实现零电流自然关断，逆变器所有的功率器件都工作在软开关状态，降低了功率器件的应力和开关损耗，提高了弧焊逆变器的电磁兼容性能力，突出了逆变电源节能、体积小、质量轻、响应速度快的优点，特别适合大功率场合。

电阻焊逆变电源；零电压开关；零电流开关；倍流整流

0 前言

电阻焊设备经过长期的发展已经成为当今工业生产中不可缺少的焊接设备之一。目前在国内外应用面最广的电阻焊机仍然是单相工频电阻焊机，从能源的角度来看：单相工频电阻焊机的功率因数低；且其为单相供电，当功率较大的焊机工作时将对供电电网造成很大的冲击；单相工频电阻焊机在焊接过程中存在着焊接电流100次／s过零点的问题，对焊接加热过程造成不连续，因此，此类焊机不适用于进行铝、镁等轻金属合金的焊接。单相工频电阻焊机在如今的实际工程应用中局限性较大，已成为一种不太理想的电源。高频逆变电源具有体积小、响应速度快、三相平衡负载、功率因数高、节能、经济性好等优点，使得逆变焊机的应用受到重视，比如20 kHz甚至更高频率的逆变弧焊机已被广泛使用[1]。但与弧焊设备相比，电阻焊机工作时具有大功率、大电流、低电压的特点，在现有的电子电路器件条件下使开关频率难以进一步提升。针对此情况，本研究在采用移相控制和倍流整流技术的基础上提供一种适用于高频的电阻焊逆变设备。

1 设计方案

1.1 电源主电路拓扑结构的选择

焊接电源逆变器主电路的拓扑结构通常有推挽式、半桥式、全桥式和单端式几种形式。全桥式逆变电路由于输入电压直接施加在中频变压器上，功率开关管的耐压要求低，容易获得大功率输出，已成为当今大功率逆变焊机的首选拓扑结构[2]。

本设计采用的逆变点焊电源拓扑结构为全桥式，主电路形式如图1所示，主要由输入整流电路、全桥开关变换器、功率变压器等几部分组成。

图1 全桥式逆变电源拓扑结构

该主电路是在基本的全桥移相式ZVS－PWM变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls，并在主电路上增加了一个隔直电容Cb，得到的移相全桥软开关变换电路可以实现零电压、零电流的开关(ZVZCS)。工作原理如下：全桥变换电路中的功率开关管IGBT1、IGBT2构成超前桥臂，IGBT3、IGBT4构成滞后桥臂，输入三相380 V经过整流滤波后得到的直流电压，在功率开关管和中频变压器组成的逆变器作用下，被逆变为20kHz的交流方波。其中，IGBT1、IGBT4和IGBT3、IGBT2在驱动电路的控制下交替导通和关断，超前桥臂利用变压器的漏感和输出电感实现零电压开通(ZVS)，滞后桥臂通过隔直电容Cb和饱和电感Ls的适当配合，快速衰减电流实现零电流关断(ZCS)。主电路中四个开关管的控制信号通过移相方式控制主电路的有效占空比。

1.2 整流电路的设计

高频逆变电源通常采用的整流电路为双线圈二极管中心抽头式整流电路[3]，其结构如图2所示。

图2 全波整流电路

变压器一次侧采用桥式逆变器，二次侧采用全波整流电路。全波整流电路中使用的高频变压器二次侧为抽头结构，中间抽头为公共端与一个电极相连接，另两个抽头为电流的输出端。由于电阻焊逆变电源的电流为2～12 kA，所以二极管的管耗功率不容忽视。为了降低逆变点焊电源整流电路的管耗，一般采用大电流肖特基二极管作为整流二极管，但肖特基二极管的反向耐压较低(45 V)。在全波整流电路中，当整流二极管不导通时承受的最高反向电压UDRM为两倍的变压器二次电压，UDRM＝2.83U2。耐压较低的肖特基二极管容易被击穿使整流电路将不能正常工作。同时整流二极管反向恢复时电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下容易产生较强烈的高频振荡和尖峰，这种自激振荡将引起过电压使逆变器无法正常工作。

制约电阻焊逆变电源开关频率的另一个因素是变压器二次侧的交流传输线。由于变压器二次侧至二极管的连接导线在工作时传输交流电，此段连线所具有的分布电感将限制大电流输出，并且逆变器的开关频率越高，分布电感所具有的交流阻抗就越大，对电流的影响也越严重。根据逆变电源的组装特点，从变压器二次侧到整流二级管之间必须要留有一定长度，这也限制了电阻焊逆变电源频率的提高。

适用于高频逆变电阻焊电源的整流电路需要达到以下要求：(1)最高反向电压值不能太高，使现有的肖特基二极管能够正常工作；(2)降低变压器二次侧交流电路所产生的阻抗。

为使现有肖特基二极管能够有效工作，有学者设计出一种倍流整流电路，如图3所示。这种整流器的拓扑结构是由传统桥式整流电路演变而来，将桥式整流电路(见图4)中的一个桥臂的两个二极管用两个电感(L1、L2)取代，因此也通常将这种整流电路称为单线圈双电感双管全波整流电路。

图3 单线圈双电感双管全波整流电路

国外Ionel Dan Jitaru学者已成功的将这种整流电路运用于400 kHz／5 V／100 A的高频开关稳压电源中[4]。这种全波整流电路变压器二次侧只有一组线圈，工作时交流每半周只有一个二极管导通，二极管不导通时承受的最高反向电压UDRM与变压器二次电压相同，UDRM＝1.41U2。同时整流二极管工作在倍流整流方式实现了自然换相，消除了二极管的开关损耗，也避免了整流二极管反向恢复引起的振荡和尖峰[5]。因此这是一种适合用于中高频、大电流和低电压条件下的整流电路。

图4 单相桥式整流电路

整流电路电压、电流波形如图5所示。其工作原理如下：经逆变后得到的交流电压U按时序将一个周期内的波形分成t1、t2、t3、t4四个时间区间，假设0～t1区间对应图3中二次线圈星号(*)电流从二次线圈星号(*)端出发，经过电感线圈L1、负载电阻RL、VD2回到二次线圈下端。在输出电流连续的条件下，电感L2仍储存有能量，此能量将形成放电电流，该电流从L2星号(*)端出发，经RL、VD2回到L2的另一端。即在0～t1区间是VD2导通，VD1截止，L1充电，L2放电，充电、放电电流均以相同方向流过负载RL。同理，在t2～t3区间是VD1导通，VD2截止，L2充电，L1放电。在t1～t2和t3～t4区间内对应的是逆变器中电力开关元件全部截止的时间区间，此区间整流电路进入续流状态。L1的放电电流从其一端出发，流经负载RL、VD1，回到L1的星号(*)端；L2的放电电流从其星号(*)端出发，经负载RL、VD2，回到L2的另一端。可见，在续流阶段VD1、VD2都导通，L1和L2的放电电流均以相同方向流过负载RL。图5的UL1、UL2和IL1、IL2分别是电感电压和电感电流的波形，IL1与IL2相加即为流过负载的输出电流I0(见图3中的I0)。

为了使这种整流电路进一步适应电阻焊电源大功率、大电流的要求，对整流电路做进一步优化。为了增加输出额定电流和容量，在电路中将两个二极管共阳极或共阴极并联，再与二次线圈相联接。但是二极管并联在实际运用时，由于各二极管的特性不完全一致，不能均匀分担所通过的电流，会使有的管子因负担过重而烧毁。为解决多管并联的均流问题，本设计在变压器二次侧采用多个线圈和多个电感相联的方式。改进后的次级整流电路如图6所示。

图5 整流电路的电压和电流波形

图6 改进后的次级整流主电路

变压器二次侧绕组有多个单匝线圈N21、N22，……，VD1、VD2是联接成共阳极的二极管。根据实验得知，E形铁心具有电感不易饱和的优点，所以电感L1、L2选用两个E形磁心，E形磁心两端的铁心柱分别绕多个单匝线圈。

图6中变压器二次侧至二极管阴极端输出线ab和cd在工作时传输交流电，此段传输线所产生的交流阻抗限制了大电流输出，随着逆变器开关频率越高，交流阻抗的影响也越严重。为了降低变压器二次侧交流电路所产生的阻抗，需要改变这段传输交流电的导线。由于电流或电压的传输过程是电磁量从一个规定位置耦合到另一规定位置的过程，所以提高传输介质的耦合系数即提高了目标位置与源位置相应的电磁量之比，意味着提高了传输的电压和电流。不同传输介质的耦合系数如表1所示，由于同轴电缆的耦合系数比平行双线的耦合系数高，所以将此段传输交流电的导线制成同轴电缆可以降低交流阻抗对电路的影响。

表1 各种传输线的耦合系数

3 电路硬件调试和试验波形

采取上述技术措施制成开关频率为20 kHz的点焊全桥逆变器，如图7所示，对整个逆变电路进行仿真实验调试处理。逆变器输出电压和输出电流波形如图8所示，由图8可知，整流二极管实现了零电流关断和自然换相，次级无尖峰电压，说明所有功率器件都工作在软开关条件下，提高了高频逆变器的电磁兼容性和可靠稳定性。输出的焊接电流波形如图9所示。

4 结论

(1)研制了一种零电压、零电流开关倍流整流点焊逆变器，其超前管实现零电压开通，滞后管实现零电流关断，逆变器中所有的功率器件均工作于软开关条件下。

(2)采用同轴线技术可以降低高频逆变电路中变压器二次线圈的输出感抗。

(3)电路简单、可靠实用，改进后的整流电路适用于大功率应用场合。

[1]熊振兴，黄石生.现代数字化弧焊电源的发展[J].电焊机，2010，40(4)：7－10.

[2]陈延明，吴慧芳，曹 彪.一种零电压零电流倍流整流弧焊逆变器[J].焊接学报，2007，28(6)：22－24.

[3]李西恭，杨录东，张 亮.20kHz电阻焊逆变电源的研制[J].焊接学报，2006，27(2)：105－107.

[4]Ionel Dan Jitaru.A new high frequency,，IGBThed[A].PWM Converter[C].APEC，1992：657－664.

[5]阮新波，王建冈，陈乾宏.一种改进的倍流整流方式ZVS－PWM全桥变换器[J].电工技术学报，2002，17(2)：71－75.

A zero-voltage and zero-current resistance welding inverter with current double rectifier

ZHANG Wei，HU De-an，CHEN Yi-ping，ZHU Wen-zi
(School of Aeronautic and Mechanical Engineering，Nanchang Hangkong University，Nanchang 330063，China)

A new resistance welding inverter with zero-voltage and zero-current switching(ZVZCS)PWM was designed.The zero-voltage turn on was achieved for the leading－leg of the converter，and zero-current turn-off was achieved for the lagging-leg.A single line and double inductance commute circuit was used.The rectifier diodes in the secondary side were turned off naturally.All the power semiconductors in the converter were operated with soft-switching condition.Hence the switching stresses，losses and interferes were reduced，and electromagnetic compatibility is improved.The inverter power has many advantages such as saving energy，smaller，lighter and responding rapidly，further more the efficiency of the inverter was improved.It is especially suitable for the high power output applications.

resistance welding inverter；zero-voltage-switch；zero-current-switch；current-double rectifier

TG438.2

A

1001－2303(2011)04－0037－04

2010－12－24

张 伟(1986—)，男，江西余干人，在读硕士，主要从事焊接设备及智能控制方面的研究工作。

图7 IGBT全桥逆变器

图8 逆变器输出实验波形

图9 焊接电流的输出波形