4～8 GHz宽带单片集成低噪声放大器设计

俞汉扬，陈良月，李 昕，杨 涛，高 怀

(1.东南大学集成电路学院，江苏南京 210096;2.苏州英诺迅科技有限公司＆苏州市射频功率器件与电路工程技术研究中心，江苏苏州 215123)

低噪声放大器位于通信系统接收机的前端，可使整机系统噪声系数降低，从而提高系统接收灵敏度。随着微波、毫米波技术的发展，接收机系统对低噪声放大器工作频带及噪声系数等性能的要求不断提高。

宽带低噪声放大器中，由于场效应管栅极－漏极电容的存在，功率增益随频率的增加以大约6 dB/倍频的斜率下降，而且带宽内增益不稳定。增益补偿的宽带技术通常有4种电路形式:有源匹配式、电阻性阻抗匹配式、平衡电路式、行波式、负反馈式［1］。负反馈式电路结构相对简单、体积小、成本低、成品率较高，对于单片低噪声放大器而言，采用负反馈式结构是较为普遍的方式。

近年来，基于GaAs HEMT工艺，采用负反馈技术的X、K、W等各波段宽带单片低噪声放大器皆有报道［2－4］。文献［5］提出一种C波段内5～6 GHz宽带单片低噪声放大器，采用GaAs PHEMT工艺，利用负反馈技术实现良好的性能。然而工作于4～8 GHz频段，带宽达4 GHz的单片微波集成低噪声放大器几乎未曾报道。

文中提出一款采用负反馈技术、具有自偏置结构的4～8 GHz宽带单片低噪声放大器。该放大器的单电源供电，与双电源供电相比，无需外接复杂的时序电源电路来实现正、负压按次序接入放大器的功能，既可保证PHEMT管处于低噪声高增益的工作点，又可将所有元器件集成在单片GaAs衬底上，使用方便。整个电路具有宽频带、高稳定性、低噪声、高增益等优良特性。

1 电路设计

1.1 电路拓扑结构

根据级联放大器噪声系数表达式

可知，第一级的噪声系数和增益基本决定了整个电路的噪声系数。本设计的三级放大电路中，在第一级电路中的晶体管源极添加合适的反馈电感L1，使晶体管最佳噪声匹配点与最佳驻波匹配点更接近，从而使放大器噪声匹配更容易，尤其在带宽较宽的情况［6］。三级电路都采用了电阻自偏压网络结构，在第三级PHEMT管栅极和漏极之间接入RLC并联电路以获得良好的增益平坦度。

各级输入匹配采用T型宽带匹配网络，第一级输入匹配采用噪声匹配，其他输入、输出匹配网络采用共轭匹配，使放大器能够同时拥有低噪声系数和高功率输出能力。为了便于级联，输入、输出端都以50 Ω串联电阻为标准，并在级联间加入电容以阻隔后级的直流偏置。图1给出了三级低噪声放大器的电路拓扑结构图，虚线框(a、b、c)为电阻自偏压电路，虚线框(d)为并联负反馈电路。

图1 宽带低噪声放大器电路拓扑结构图

1.2 理论分析

常见并联负反馈的单级放大器结构及理想小信号模型如图2(a)，图2(b)所示。在栅极和漏极之间添加由电容Cf和电阻Rf串联形成的反馈支路，Rf为反馈电阻，电容Cf主要起隔断直流的作用。

文献［7］给出小信号模型中PHEMT管的S参量表达式为

由式(2)～式(4)可以发现，不考虑寄生参数时，S参数与频率无关，增益和输入输出回波损耗比较稳定。

另外，文中结构采用电阻自偏压技术，偏置由有源晶体管器件自身栅源极形成压差作为负压源，电压值为－Vd，即Rd两端电压Vd的负值。源极串联的电阻Rd引入了噪声并导致增益下降，在电阻两端接入一个旁路电容Cd，使射频信号直接通过电容耦合到地而避免能量衰减。这种结构实现了单电源供电，与常见的双电源供电方式相比，不需要为防止栅极受损、漏极过流而损坏，专门设计能保证负压先、正压后供电顺序的特定电源电路，有效简化了偏置网络，减少了系统设计的难度。

图3 文中负反馈单级放大器结构示意图

2 仿真分析

文中基于微波仿真软件AWR Microwave Office，对放大器电路偏置工作点、稳定性、噪声系数以及S参数进行了仿真，并对仿真结果进行了分析。

2.1 偏置点选取

偏置电路给场效应管提供一个直流工作点，直流工作点影响着最小噪声系数与最大稳定增益。设计中放大器三级晶体管均选用栅长为0.15 μm、栅宽尺寸为4×50 μm的PHEMT晶体管。对晶体管的直流工作点进行扫描，管芯的I－V特性曲线和最小噪声系数(NFmin)、最大稳定增益MSG随VGS变化的曲线如图4和图5所示。

图4 管芯的I－V特性曲线

图5 VDS=2 V时管芯NFmin、MSG与VGS的关系曲线

从图4和图5可以看出，当VDS=2 V时，VGS为－0.3 V处的最小噪声系数仅比最低点高0.02 dB，此时最大稳定增益比最高点低1 dB。第一、二级放大器选取此工作点能够兼顾噪声系数与增益的要求，第三级考虑到放大器的线性输出功率，选取偏置点为最大饱和漏极电流Idss的50%左右。最终实现5 V单电源供电下，直流供电电流为38 mA。三级PHEMT晶体管各级偏置如表1所示。

表1 三级PHEMT晶体管偏置表

2.2 稳定性分析

在微波频段，源极负反馈电阻两端并联的电容会使放大器在某些频点产生自激振荡，突变成振荡器，严重时还可能烧毁芯片。为避免三级放大器在工作时起振，必须保证每一级晶体管以及整体电路都满足绝对稳定性的条件。

文中在第一级晶体管源极串联合适的电感，同时在放大器末级输出端口接入阻性衰减器，以确保级联放大器在所有频率点绝对稳定。稳定性度量通常用稳定因子K、B表示，若K＞1，B＞0，电路就能稳定工作。图6中电路稳定性的仿真结果表明，在DC0～16 GHz频率范围内，稳定因子K、B满足条件，电路绝对稳定。

图6 放大器稳定因子K和B仿真曲线

2.3 仿真结果分析

先后采用随机法和梯度法来优化电路，获得电路优化后的前仿真结果。考虑电阻、电感、电容等元件的寄生效应，对电路进行电磁场仿真，获得噪声系数、S参数的后仿真结果。前、后仿真结果对比如图7和图8所示。

从图7和图8可以看出，后仿真结果与前仿真相比，4～8 GHz内，增益降低2 dB，噪声系数约增加0.5 dB，这是由电路元件的寄生参数和相互间的电磁干扰造成的。仿真结果表明该宽带单片低噪声放大器的增益平坦度保持在0.5 dB以内，输入、输出驻波比＜2。超宽带、高增益、低噪声的优异性能使这款放大器具有实际应用价值。低噪声放大器版图如图9所示。

图9 低噪声放大器版图

3 结束语

采用先进的0.15 μm GaAs PHEMT工艺设计了一款4～8 GHz宽带单片低噪声放大器。此放大器无需任何片外匹配元件，单电源供电，能有效简化系统的设计。仿真结果表明:工作频率在4～8 GHz范围内，放大器噪声系数＜1.4 dB，增益约23 dB，带内增益起伏不超过0.5 dB，输入输出驻波比＜2，全频带内保持绝对稳定，适用于C波段无线通信接收机系统。

［1］《中国集成电路大全》编委会编.微波集成电路［M］.北京:国防工业出版社，1995.

［2］HEINS M S，CARROLL J M，KAO M，et al.X － band GaAs mhemt LNAs with 0.5 dB noise figure［J］.Microwave Symposium Digest，IEEE MTT － S International，2004，1:149－152.

［3］HIRATA M，MIMINO Y，HASEGAWA Y，et al.High dynamic－range and very low noise k－band PHEMT LNA MMIC for LMDS and satellite communication［C］.Microwave Conference，European，2001:1 －4.

［4］TESSMANN A，LEUTHER A，SCHWOERER C，et al.A coplanar and very low noise k－band PHEMT 94 GHz lownoise amplifier MMIC using 0.07 μm metamorphic cascode HEMTs［J］.Microwave Symposium Digest，IEEE MTT － S International，2003(3):1581 －1584.

［5］刘志军，高学邦，吴洪江.C波段高增益低噪声放大器单片电路设计 ［J］.微电子器件与技术，2009，46(7):437－440.

［6］LEHMANN R E，HESTON D D.X － band monolithic series feedback LNA ［J］.IEEE Transmission Electronics Devices，1985，32(12):2729 －2735.

［7］LUDWIG R，BRETCHKO P.RF circuit design theory and applications［M］.Beijing:Publishing House of Electronics，2004.

［8］郑磊，杜磊，陈文豪.短沟道MOSFET散粒噪声测试方法研究［J］.电子科技，2009，22(11):105 －107.