一种发动机高温差环境下的基准电压源电路＊

高云华

(江苏经贸职业技术学院 工程技术系，江苏 南京 210007)

发动机控制芯片在汽车中得到了广泛的应用，是汽车电子的核心部分之一。发动机控制芯片结合了大量的传感器接口电路、ADC、控制器等模拟与数字电路模块。对于模拟电路，过低和过高的温度，都可能会导致芯片失效。极限温度导致电路失效的原因通常有：电路的偏置电流随温度变化过大，使得电路偏离了正常工作状态；电路输出节点的共模电压随温度的变化产生了漂移，导致下一级电路无法正常偏置等问题。

在模拟电路设计中，带隙基准电压/电流源负责给偏置电路提供稳定、不随温度变化的偏置参考电流和电压，用来给电路提供稳定的偏置电流和共模电压。发动机控制芯片通常安装在发动机周围，发动机舱在长途行车过程中的极限温度可能会高达125℃。而在寒冷地区，冷车状态下发动机舱温度可能低至-40℃。在如此大的温度跨度下，要保证发动机控制芯片可以正常运作，参考电流源与参考电压源的误差必须控制在很小的范围之内，这对带隙基准模块的设计提出了更高的要求。该基准电路必须在-40℃～125℃的范围内提供恒定的输出电压/电流信号。因此，应该具有更低的温度系数和更宽的工作温度范围。此外，由于发动机的工况经常因行驶情况而改变，同时由于发动机舱内各种电气开关带来的电压波动，给发动机控制芯片供电的电源电压通常会经历严重的纹波干扰。这要求芯片中的带隙基准源应具备较强的电源抑制比。本文正是从以上两点出发，提出了一种针对汽车控制芯片的带隙基准电压源电路，用于降低由极限温度引发的芯片失效风险。

1 带隙基准电压源电路设计与分析

带隙基准的核心原理是产生一个具有一阶正温度系数的电压/电流量，与一个具有一阶负温度系数的电压/电流量以一定的系数相加，以达到抵消温度系数的效果。一个双极晶体管的基极与发射极电压Vbe就可以看成是一个常用的负温度系数源。将一个三极管连接成二极管形式，对Vbe求偏导，可以得到以下结论：

目前，模拟集成电路的主流工艺已经朝着0.18 μm及＜0.18 μm发展，电源电压也由 5 V、3 V等高电源电压向1.8 V、1.2 V甚至低于1 V的方向发展。这就要求基准源产生的输出参考电压也低于1 V，传统的带隙基准电路很难在深亚微米工艺下得到应用。在这样的背景下，电流型带隙基准电压源电路应运而生[2-3]。

图1 一个经典的带隙基准电路

图2 电流型带隙基准电压源

然而，以上分析的前提是Vbe与ΔVbe/lnm的温度系数在整个温度范围内都是恒定的。而在实际情况下，Vbe与ΔVbe/lnm的温度系数本身都是温度的函数。图3、图4分别为 SMIC18 MIXIC工艺下，-50℃～125℃范围内的Vbe与ΔVbe/lnm的温度系数与温度的关系曲线。可以看出，从-50℃变化到 125℃的过程中，ΔVbe/lnm的温度系数变化较小，可以忽略；而Vbe的温度系数变化较大，对温度呈高阶函数关系。图5所示为以0℃为参考点的一阶温度补偿下输出电压随温度的变化曲线。从图中可以看出，由于高阶温度系数的存在，输出电压在-50℃～125℃范围内存在0.6 mV的误差电压。为了达到更高的温度平稳性，通常需要对输出电压进行二阶温度补偿。常用的二阶补偿方法主要有指数曲率补偿法[4]、分段线性补偿法[5]等。然而这些方法大多需要额外的硬件开销，增加的电路复杂度往往会导致电路可靠性的下降。

图3 Vbe的温度系数与温度的关系曲线图

图4 (ΔVbe)/lnm的温度系数与温度的关系曲线图

图5 简单一阶温度补偿后的输出电压随温度变化曲线

本文提出一种基于不同温度系数电阻的二阶温度补偿方法，其电路原理图如图6所示。在图2所示的一阶电路的基础上增加 3个多晶硅电阻(R6～R8)，该电阻与一阶电路中的扩散电阻具有不同的温度系数。仿真结果表明，使用该方法可以实现175℃温度范围内0.25 mV的输出电压误差。

由三极管 Q1～Q2，电阻 R1～R8、晶体管 M1～M3、误差放大器A1组成一阶带隙基准电压源核心电路。Q3、M6～M8用来产生与温度呈正比例关系变化的电流IPTAT，提供给发动机控制芯片中的温度传感器模块。R1、R3和R4为扩散电阻，具有正温度系数。R6～R8为多晶硅电阻，具有负温度系数，在电路中起到高阶温度补偿的作用。M5、M10、R5、Q3组成启动电路，在芯片上电时，M5导通，当电路进入正常工作状态后，M5自动被切断。

图6 本文所提出的带隙基准电压源电路原理图

该电路高阶温度补偿的原理是：如前所述，ΔVbe/lnm=VT的温度系数相对恒定，可以近似认为是温度的线性函数。而Vbe的温度系数随温度变化明显，说明Vbe至少是温度的二阶或更高阶函数，可以由式(4)所示的高阶函数进行拟合：

从式(3)的一阶补偿下输出参考电压表达式可以看出，第一项是温度的一阶函数，第二项是温度的二阶以上函数。因此一阶补偿方法只能实现温度的一次项抵消。在本设计中，引入了具有正温度系数的多晶电阻R6、R7、R8，其中 R7=R8，R6/R7=R4/R3。 其输出参考电压如下：

式(5)中的前两项与式(3)相同，第三项为高阶补偿项。由于R6与R2具有不同温度系数，故R6/R2至少是温度的一阶函数，由于VT本身是温度的一阶函数，故第三项至少是温度的二阶函数。通过合理地选择R6值，可以较大程度上抵消Vbe的高阶温度系数。

经过本文方法补偿后的输出电压随温度变化曲线如图7所示。从图中可以看出，从-50℃变化到 125℃的过程中，输出电压最大只变化了0.25 mV，达到了显著的补偿效果。此外，由于采用了电流型带隙基准源结构，R1、R3与双极性器件所在支路并联，降低了所在支路的等效电阻，从而减弱了电源电压波动对该节点电压的影响，提高了电源抑制比。图8所示为误差放大器A1的原理图，该误差放大器使用折叠共源放大结构。输入跨导级为双极型NPN管，可以降低放大器失调与噪声带来的影响。此外，还需要注意的是，在有误差放大器的基准电路中，正反馈环路与负反馈环路是同时存在的，如图 6所示，M2、R2、Q2所在支路是负反馈，而 M1、Q1所在支路则是正反馈。为了保证电路稳定性，需要使该系统总体上表现为负反馈，因此负反馈系数应该大于正反馈系数。在本设计中，R2与Q2的导通电阻1/gm2的和大于Q1的导通电阻1/gm1，使电路的稳定性得到了保证。

图7 二阶温度补偿后的输出电压随温度变化曲线

图8 误差放大器A1原理图

2 版图与仿真结果

带隙基准电压源使用SMIC 0.18 μm MIXIC工艺、1.8 V电源电压。为了减小失配，对电阻和晶体管使用共质心结构，印制版的尺寸为 802 μm×320 μm。 图 9所示为该带隙基准电压源在-50℃～125℃范围内的温度系数与温度的关系曲线。从图中可以看出，低于-20℃时，温度系数偏高，但是从图7的输出参考电压值来看，其绝对误差始终低于0.25 mV。在-20℃～125℃范围内，该带隙基准的温度系数始终保持在4 ppm/°C以内，平均温度系数低于6 ppm/℃。图10给出了该基准电路的电源抑制比随频率变化的曲线，在低频时，该电路具有99 dB的电源抑制比，可以有效抑制电源波动对输出参考电压产生的影响。

图9 带隙基准电压源在-50℃～125℃范围内的温度系数与温度的关系曲线

图10 带隙基准电压源的电源抑制比随频率变化曲线

本文提出一种基于使用SMIC 0.18 μm MIXIC工艺，应用于发动机控制芯片的带隙基准电压源电路，该电路在一阶电流型带隙基准源基本结构的基础上，使用不同温度系数的电阻进行了简单有效的二阶温度系数补偿。该基准电压源在-50℃～125℃温度范围内，输出参考电压误差小于0.25 mV，低频时电源抑制比可以达到99 dB。该基准电路具有良好的温度稳定性与抗电源干扰能力，其在发动机控制芯片中有很好的应用价值。

[1]JOHNS D，MARTIN K.Analog integrated circuit design[M].Wiley，1997.

[2]BANBA H， SHIGA H， UMEZAWA A， et al.A CMOS bandgap reference circuit with sub-1-V operation[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits， 1999，34：670-674.

[3]LEUNG K N， MOK P K T.A sub-1-V 15-ppm/℃ CMOS bandgap voltage reference without requiring low threshold voltage device[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2002，37：526-530.

[4]Xing Xinpeng， Li Dongmei， Wang Zhihua.A novel CMOS current mode bandgap reference[J].Journal of Semiconductors，2008， 29(7)： 1249-1253.

[5]盛庆华，张亚君，王红义.一种线性补偿的带隙基准电路[J].微电子学与计算机，2007，24(1)：167-172.