2.4G环状天线的设计和仿真

马龙龙, 王新玲,孙运强, 姚爱琴

（1 中北大学 仪器科学与动态测试教育部重点实验室, 山西 太原 030051；2 中北大学 信息与通信工程学院，山西 太原 030051）

0 引言

在高速旋转轴的测试实验中，nRF2401收发模块PCB发射天线将与轴同时做圆周运动，即使天线完成了自己的功能——将尽可能多的能量定向的辐射出去，但数据传输的效果并不能达到最佳的状态，随着轴转速的不断提高，出现了数据包丢失的问题。为解决这个问题，本文提出了一种基于nRF2401收发模块的环状天线设计方案。

目前市场所售天线种类繁多，主要产品有C网和G网无线终端天线、2.4GHzWLANWIFI天线、3G天线、芯片天线（2.4GHz频段）等，这些天线为各种应用需求提供了尽可能多的解决方案。尽管PCB微带天线在2.4GHz频带具有好的一些辐射性能，S11参数也达到 ，但仍不能有效改善转动状态下的数据传输性能，考虑到随着发射模块的圆周转动，发射天线的辐射方向性也在做近似圆周的转动，据此提出了将PCB天线改为环状结构的方法。

1 环状天线的工作原理

环形天线和人体非常相似，有普通的单极或多级天线功能。再加上小型环形天线的体积小、高可靠性和低成本，使其成为微小型通信产品的理想天线。典型的环形天线由电路板上的铜走线组成的电回路构成，也可能是一段制作成环形的导线。其等效电路相当于两个串联电阻与一个电感的串联(如图1所示)。Rrad是环形天线实际发射能量的电阻模型，它消耗的功率就是电路的发射功率。假设流过天线回路的电流为I，那么Rrad的消耗功率，即RF功率为 Pradiate=I2· Rrad。 电 阻Rloss是环形天线因发热而消耗能量的电阻模型，它消耗的功率是一种不可避免的能量损耗，其大小为：Ploss=I2·Rloss。如果Rloss>Rrad，那么损耗的功率比实际发射的功率大，因此这个天线是低效的。天线消耗的功率就是发射功率和损耗功率之和。实际上，环形天线的设计几乎无法控制Ploss和Prad，因为Ploss是由制作天线的导体的导电能力和导线的大小决定的，而Prad是由天线所围成的面积大小决定的。

图1 环状天线等效电路

2 参数值的计算

2.1 环状天线结构参数的计算

在Ansoft HFSS环境中建立环天线与轴的模型如图2所示，解算类型设置为Driven Modal，轴材料为钢，中间部分圆柱半径为100mm；长500mm，两端圆柱对称半径为120mm；长100mm，两端圆柱与中间圆柱水平距离为50mm。

图2 轴上环天线仿真模型

通过比较各种不同天线参数（环半径、天线结构半径、天线材料等）的仿真结果，并综合考虑价格、可行性等多种因素，最终确定的有关参数如下：环半径（112mm）；天线结构半径（0.55mm）；天线材料（氧化铝（96%含量））；相对介电常数（9.4）；非传导性损耗因数（0.006）；天线缝隙（8mm）。按以上参数设置软件，通过仿真可得到环天线的特性阻抗，结果显示在2.48GHz附近天线阻抗虚部为零，环天线特性阻抗为80.23Ω。

2.2 环状天线电参数的计算

确定激励源模型，调整激励源的阻抗，使之与该环天线匹配，以计算精确的天线电参数。通过激励源模型进行解算分别得到环天线的S11参数曲线和辐射方向图。分析得知天线在2.48GHz附近具有良好的辐射性能，发射芯片nRF2401的中心频率为2.483GHz，该天线能很好地满足辐射要求。环状天线辐射的最大方向性保持相对稳定，天线在绕轴圆周上的辐射方向性得到了明显改进。在此激励模型下可得天线电参数如下：MAX U（0.15317W/sr）；Peak- Directivity（1.7477）；Peak Gain（1.9459）；Peak Realized Gain（1.9249）；Radiated -Power（1.1014w）；Accepted Power（0.98919w）；Incident Power（1w）。

3 环状天线与nRF2401芯片的匹配

由于nRF2401芯片的天线输出阻抗是50Ω，而设计的环状天线的特性阻抗是80.23Ω，因此需要在芯片的输出级与环天线之间加入阻抗匹配网络，本设计为了改善数据传输性能，在芯片的输出端口加入了一级放大电路，使该放大电路的输入端口与芯片输出级的50Ω阻抗相匹配，输出端口与环天线的80.23Ω阻抗相匹配，在此通过ADS软件确定该放大电路及其输入输出端口阻抗匹配网络的结构及各元件参数。

3.1 交流仿真、S参数仿真和调谐

图3 初始放大电路S_match

仿真是完成射频设计的一个有力手段，按照最优化的电路图制作实际电路，显然是最高效的。首先建立2.4GHz初始放大电路（加入匹配网络前）如图3所示。

其中:仿真频段为100 MHz～4 GHz,步长10 MHz;SRC2中设置电压为5V；终端Term 1, Term2分别标识为NUM1和NUM2,阻抗均为50，Q1中beta值采用默认的160; DC_BLOCK1, DC一Block2电容值为10pF; DC_Feedl, DC_Feed2均为120 nH; Rb,Rc阻值分别为56Ω和590Ω。

运行电路仿真，对传输参数和反射参数数据绘图并做标记如图4所示，从图中可以看出，增益曲线比较平坦，泄漏也适当，但阻抗并未匹配。

图4 初始放大电路的S参数曲线

利用ADS调谐功能，加入匹配元件L和C 并多次改变参数值，得到输入及输出端匹配网络的电路如图5所示，电路性能在图6中给出。

图5 匹配网络

图6 加入匹配网络后的电路性能曲线

考查图4中的S11数据，并联一电容C将把标记点朝50 恒定电阻原图靠近，串联一电感可使其沿50 圆朝Smith chart圆心移动。这样所选的L,C值要使电路无损耗地通过2.4GHz。

3.2 最优化处理

通过在原理图中引入最优化控制器和优化目标，可以得到最优化的匹配网络这里优化目标设置S11最大值为-10dB，频率范围1850～1950MHz，对于S22进行类似设置启动元件最优化处理，设置L优化范围是1~40nH,C优化范围为0.01~1pF。优化处理完成后匹配网络的元件参数值被自动替换为最优值，为电感添加电阻。最终得到放大电路如图7所示。

图7中元件参数设置：仿真频段为100MHz~ 4 GHz,步长10 MHz;SRC2中设置电压为5V；终端Term 1, Term2分别标识为NUM1和NUM2,阻抗均为50 ，Q1中beta值采用默认的160; DC_BLOCK1, DC一Block2电 容 值 为10pF; DC _Feedl, DC_Feed2均 为120 nH; Rb,Rc阻滞分别为56 和590 。匹配网络中，L_match_ in为18.3nH&12 ,C_match_in为0.35pF，L_match_out为27.1nH&6 ，C_match_out为0.22pF。

同样对最优化电路运行S参数仿真，可以得到接近理想的电路性能如图8所示。

图7 最优化电路

图8 最优化电路性能曲线

4 结束语

软件仿真是提高工作效率的一条捷径，诸如ADS等高频仿真设计软件提供了可靠的设计依据，对射频系统设计也是必不可少的助手按照上述优化结果制作出实际的放大电路模块，利用矢量网络分析仪进行测量，其S参数等各项指标均与仿真效果基木吻合。本文提出将PCB天线改为环状结构的方案，解决了高速旋转轴数据传输过程中数据包丢失的问题。

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