宽带数字信道化设计

张 庆,王 玉

(1.中国电子科技集团公司第五十四研究所,河北石家庄050081;2.河北省财政厅,河北石家庄050000)

0 引言

在现代电子环境中,信号一般都具有密集化、复杂化的特点,而且占用的频谱越来越宽,从而对宽带数字信道化接收机实现高概率接收提出了高的要求。实现全概率信号截获的接收机是非常需要的,而其关键是实时处理。由于宽带信号接收系统的采样速率很高,很难直接进行实时处理,采用多相滤波结构后,信道化滤波器被分解成多个支路,每个支路的数据经过抽取后可以降低数据率,便于实现并行处理。

1 数字信道化原理

所谓的数字滤波器组是指具有一个共同输入,K个输出端的一组滤波器。如果这K个滤波器的功能是把宽带信号s(n)均匀分成若干个(K个)子频带信号输出,那么就把这种滤波器叫作信道化滤波器。

实现数字信道化的直接方法是设计多个单独的滤波器,每个滤波器具有特定的中心频率和带宽。从理论上来说,每个滤波器都可以独立设计,它们可具有不同的带宽或滤波器特性。这种方法在滤波器组工作时的运算很复杂。

对滤波器组的另一种实现形式就是所谓的低通型实现,如图1所示,其结构与模拟信道化相似。图1中,HLP(n)为原型低通滤波器,加权系数的作用是把第k个子频带(信道)移至基带(零中频)。

图1 滤波器组的低通实现

由于数字信道化接收机的抽取器位于滤波器之后,故当抽取率D很大或滤波器的阶数比较高时,图1所示的信道化结构效率将非常低,利用多相滤波的概念将可以得到上述结构的高效实现。

2 数字信道化设计

2.1 复信号无盲区设计

基于多相滤波器结构的数字信道化方法由图1所示的结构推导而来,所有运算在抽取以后进行,因此大大降低了后面数字信号处理的实现难度。

一般多相滤波器在监视整个频段时,由于相邻信道间往往会存在盲区,有可能丢失信号,为了实现无盲区信号接收,信道划分采用如图2所示。

图2 复信号无盲区信道划分方式

对于复信号,均匀信道常见的划分方式有偶型划分和奇型划分2种。在偶型划分中第k个带通滤波器中心频率为 ωk=2πk/K,在奇型划分中第k个带通滤波器中心频率为ωk=2πk/K+π/K。

2.2 实信号无盲区设计

上面的数字模型是针对输入信号 x(n)为复信号时的结果,但实际系统中接收到的信号大多是实信号,针对实信号的特点,无盲区信道划分可采取如图3所示的信道划分方法。这种划分方法只取信道的正边带或负边带,不损失信息。在这种划分方式下,第 k个信道的频移因子可表示为:ωk=2πk/K+π/(2K),k=0,1,…,K-1。

图3 实信号信道划分方式

2.3 非严格抽样设计

大部分文献中,数字信道化模型数学推导都是假设数字滤波器是理想的,即滤波器不存在过渡带。然而,由于实际滤波器过渡带的存在以及不同信道划分方法,易产生盲区。为了解决这个问题,设计滤波器时令其过渡带宽度不大于通带宽度,并且相邻信道的频谱按50%重叠,使各信道的通带拼接后覆盖整个监视频带同时降低接收机的抽取倍数,下面推导实信号非严格抽样数字信道化设计数学模型。

第k个信道的输出为:

若子信道数K与抽取率D的关系可以表示为K=FD,F为某个整数,则对上式进行D倍抽取有:

若假定N=KL,K为总的子信道数,L为某个整数,则上式可以用多相形式表示为:

令xp(m)=x(mD-p),hp(m)=hLP(mK+p)。则上式可以改写为:

式中,h′p=h(l/F);h′p为hLP(n)的多相支路hp(l)经F倍内插后的结果。进一步可把上式写成卷积的形式:

子信道数K与抽取率D的关系可以表示为K=FD,ωk=2πk/K+π/(2K),代入上式得:

由上式可以获得非严格抽样数字信道化多相滤波结构,如图4所示。图4所示的数字信道化多相滤波器结构,为滤波器组的高效实现形式,根据需要可设定接收机的抽取倍数,为工程实现具有一定的指导意义。

图4 非严格抽样数字信道化多相滤波结构

2.4 仿真

针对实信号无盲区信道划分方式以及非严格抽样信道化设计进行了算法仿真,仿真条件:8路数字信道化,4倍抽取,即F=2,采样频率Fs=640 MHz,输入信号为线性调频信号,带宽B=320MHz(覆盖范围Fs/2),8路信道化输出时域包络图形如图5所示。从图5中可以看出,8路信道输出通带相连,实现了无盲区信道划分。

图5 8路信道输出时域包络图形

3 虚假信号判断

无盲区信道划分方式虽然可以实现整个频段监视,但容易产生虚假信号。单信道窄带接收机的设计和有多个窄带信道宽带接收机的设计,二者有明显的区别。在窄带接收机中,通过改变本地振荡器的频率可以把信道调谐到滤波器的中心,一旦信号移到滤波器中心,瞬态响应的影响将会最小化。在宽带信道化接收机中,本振的频率和滤波器的频率都是固定的,信号可能落到滤波器的中央,也可能位于2个信道之间。此时,需进行虚假信号判断,这也是数字信道化设计的一个关键问题。

当信道中存在信号时,可根据信号的幅度及相位信息进行综合判断。当信号同时处于2个信道时,相位值会存在2π模糊问题,这时可增大输出数据速率以消除相位模糊问题。

根据信号的幅度信息可进行信号有无的判决,但易出现虚假信号。此时结合相位信息特征,可进行虚假信号的判断。如果信号相位值在[-π/2F,+π/2F]外,则认为信号为虚假信号,可根据需要选择是否给予剔除。

如采样频率为320 MHz,输入信号频率为2*π*fs/2/8*4.1的雷达脉冲信号,信号经过8倍抽取的8路信道化(f=1),在信道4、5均有输出,相位统计值分别为 1.885 0、-1.256 8,根据[-π/2F,+π/2F]原则,可把信道4输出进行剔除,信道4和信道5输出时域包络图形如图6所示。

图6 信道4和信道5输出时域包络图形

4 信道合并

数字信道化后存在的另一个问题是跨信道问题,这将直接导致某些信号频谱发生改变。同时对于脉冲信号来说,将影响脉冲宽度等参数测量,解决办法是信道合并。相邻信道通带相连,信道合并前如经过一个低通滤波器,对通带相连处进行3 dB衰减,之后进行合并,这样既不损失单个信道的增益,合并后通带又比较平坦,特性较优,如图7所示。

图7 信道合并特性图

5 硬件实现

通过上述设计仿真很好地解决了系统设计中的多层次开发问题,能够在统筹总体设计的同时兼顾算法和真实复杂信号状态的系统性能分析,大大加深了设计的深度和广度,充分地进行了全数字仿真。使用Simulink设计工具,对硬件实现起到很好的指导作用。

设计流程主要有3步:①原理模型设定。在该设计中根据实际需求以及前面的数学推导模型,得到数字信道化接收机的原理框图,为仿真提供理论依据;②搭建设计Simulink模型。主要完成原理模型向Simulink仿真框图的转变,通过Simulink仿真,可对算法以及硬件设计的正确性进行验证,同时对硬件实现起到指导作用;③FPGA实现。参考Simulink框图,实现硬件语言转换。

6 结束语

为实现无盲区全频段监测,该文采用了无盲区信道划分方式,同时针对实信号非严格抽样模式进行了严密的数学推导,解决了虚假信号检测以及信号跨信道问题,对工程设计具有一定的指导意义。

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