基于信号返回路径宽度的阻抗匹配技术研究

史凌峰 林 凯 杨一洲 彭 程

(西安电子科技大学超高速电路设计与电磁兼容教育部重点实验室,陕西西安710071)

1.引 言

在设计高速电路系统时,信号传输线在印刷电路板上的特性决定了信号传输时的完整性。在实际电路系统设计中,由于传输线宽度变化、传输线与元器件引脚连接等情况的存在,必然会产生阻抗突变,一旦传输线阻抗发生变化,信号就会在突变处产生信号衰减、信号反射、信号失真等信号完整性问题[1]。一般情况下,阻抗突变是由于传输线线宽和厚度的变化、系统空间布局的密度不同、电路板介电常数的变化等因素引起的。在工程应用中,以上情况的发生都是不可避免的。因此,在高频和超高速电路系统的设计过程中,就必须对电路系统进行优化设计,尽量减小系统的阻抗突变,使电路满足一定的抗噪能力。在系统频率低于50 MHz的系统中,为了减小系统的阻抗突变,最常用的方法是通过使传输线的特性阻抗大于终端阻抗以补偿线路与元器件之间相连的负载效应[1-2]。而在设计工作频率大于50 MHz或者更高频率的电路系统时,则经常使用阻抗渐变线[3-4]、1/4波长阻抗变换电路[5-6]、网格型返回路径[1-2]来控制传输线的特性阻抗,或者使用保护接地技术减小信号串扰[7],从而实现较好的信号完整性。但这些方法在实际设计与电路板布线时均相对复杂,并且增大了电路板的尺寸、增加了生产成本。为了解决以上这些实际问题,在设计高频或高速电路时需要理论指导来控制信号传输线的特性阻抗。本文针对该问题提出一种通过改变信号返回路径的宽度来控制传输线特性阻抗的新方法,其在满足控制传输线特性阻抗的同时,布线相对简单。

2.理论分析

2.1 传输线特性阻抗

设计印刷电路板时,设计者都会设计信号层、电源层与地层。通常,地层均设置在与信号线临近、平行并且之间被绝缘介质所分离的平面。当在设计低频电路系统时,人们通常用地平面作为信号的返回路径。然而,在设计高频电路系统时,由于潜在的信号完整性问题,设计者就不能简单地使用地平面作为信号传输线的返回路径了。

对于高频或高速电路系统,要保证系统具有良好的信号完整性,最直接、有效的方法就是尽量使信号传输线的特性阻抗保持一致。对于理想的无损传输线,其特性阻抗为[8]

式中:Z 0表示传输线的特性阻抗,单位为Ω;L L表示传输线单位长度回路电感;C L表示传输线单位长度电容量。

由式(1)可知,对于无损传输线,决定特性阻抗的主要因素是传输线单位长度电容量和传输线单位长度电感量。在实际设计中,通常使用经验公式计算传输线的特性阻抗。例如对于常用的微带线,计算其特性阻抗的经验公式为[8]

式中:Z0表示传输线的特性阻抗,单位为Ω;h表示信号线与信号返回平面间的介质厚度,单位为mil;w表示信号线的线宽,单位为mil;t表示信号线金属厚度,单位为mil;εr表示材料的介电常数。

由(2)式可知,影响微带线特性阻抗的主要因素有信号线与平面间的介质厚度、介质材料、传输线线宽以及导线金属厚度。在一块印刷电路板上要改变介质厚度或者介质材料,必然会在很大程度上增加设计难度与生产成本。同时,由于对印刷电路板的尺寸和各种元器件布局的要求,通过改变传输线线宽和导线金属厚度来控制传输线特性阻抗的能力是比较有限的,因此,有效控制微带线的特性阻抗是比较困难的事情。然而,上式并没有考虑信号返回路径对传输线特性阻抗的影响,这就限制了通过控制信号返回路径的结构来控制传输线特性阻抗的方法的应用[1]。下面对通过调整信号返回路径的结构来控制传输线特性阻抗的方法进行详细分析与讨论。

2.2 信号返回路径宽度对传输线特性阻抗的影响

对于均匀传输线,当信号在其上传播时,在任何一处受到瞬态阻抗都是相同的。均匀传输线的特性阻抗在数值上与瞬态阻抗相等,其计算公式为[8]

式中:Z0表示传输线的特性阻抗,单位为Ω;C L表示单位长度电容量,单位为pF/in;εr表示绝缘介质的介电常数。

由式(3)可知,影响传输线特性阻抗的主要因素为传输线单位长度电容、介质的介电常数。通常情况下,介质的介电常数都是不变的。所以,传输线的单位长度电容就成了影响传输线特性阻抗的主要因素。

现在已知,传输线的电容是由于信号在传输过程中,信号线与信号返回路径之间的电压差产生的,如图1所示的微带线模型。

由图1可以看出,当信号在微带线上传输时,由于信号传输线和信号返回路径之间存在一定的电荷,所以会在信号传输线和返回路径之间产生电容。如果信号返回路径变窄,则传输线的单位长度电容减小,再结合式(3),可以得出传输线的特性阻抗会增大。相反,信号返回路径变宽,传输线单位长度电容增大,使得传输线特性阻抗减小。

图1 微带线模型

因此,在设计信号传输线特性阻抗时,可以通过调节信号返回路径的宽度来调节传输线特性阻抗,以优化信号传输路径间的阻抗匹配。

2.3 理论验证

计算信号传输线特性阻抗时,如果要求的精度优于10%,就不能使用近似算法。通过利用二维场求解器分析传输线的阻抗特性,所得到的结果最大误差不超过0.5%[8]。本文利用Ansoft的2D Extractor场求解器来分析信号返回路径对微带线特性阻抗的影响,其结果最大误差不超过0.5%。

设置仿真模型如图1所示,其中,设金属导线厚度为t,信号线与信号返回路径间的介质厚度为h,信号线宽度为w,信号返回路径的宽度为m。这些参数的单位均为mil。

仿真时,金属导线的厚度t取0.7 mil,信号传输线与信号返回路径间的绝缘介质为FR4,介电常数取4.4,信号传输线宽度w取10 mil,再根据实际应用中常用的几种绝缘介质的厚度,分别取介质厚度 h 等于 25 mil(0.6 mm)、30 mil(0.75 mm)、35 mil(0.88 mm)、40 mil(1 mm)、47 mil(1.2 mm)、63 mil(1.6 mm),通过调整信号返回路径的宽度,研究信号返回路径宽度对传输线特性阻抗的影响,同时与经验公式(2)的计算结果做比较。表1列出仿真结果中的一些典型数据。

表1 传输线特性阻抗仿真结果

表2 公式(4)可信度验证结果

3.实验结果分析

由表1可以看出,传输线的特性阻抗随着信号返回路径宽度的增加而减小,而且当信号返回路径宽度约等于介质厚度的4倍时,传输线的特性阻抗与根据经验公式(2)计算得出的特性阻抗最为接近。修改此模型的各项参数,进行多次仿真分析,得到适用于微带线特性阻抗的经验公式(4)

式中:Z0为传输线特性阻抗,单位为 Ω;x为信号返回路径宽度,单位为mil;Z′0为由公式(2)计算所得的传输线阻抗值,单位为Ω;a=2619.1276,;b=-550.99982;c=-428722.28;d=50.128766;e=27870074;f=51846.299;g=-1.7760452;h=-6.3798234×108;i=-1648296.3;j=-1712.6608.

为了验证公式(4)的可信度,随机调整模型的各参数,包括信号传输线宽度、介质厚度、返回路径宽度和介质的介电常数,进行多次仿真试验,并将其结果与由经验公式(4)计算所得结果相比较,表2列出其中5组数据。

由表2可以看出,通过改变模型的各参数,对公式(4)进行仿真验证,实验结果表明:利用经验公式(4)计算所得的微带线特性阻抗精度为±1%。

由于公式(4)是通过对图1所示的微带线模型进行拟合得出的,因此,仅适用于计算微带线的信号返回路径。而对于其它常应用于印刷电路板设计中的带状线、非对称带状线等形式的信号传输线,公式(4)不适用。但通过改变其信号传输线的返回路径,仍然能够在一定程度上控制信号传输线的特性阻抗。

在高速电路设计中,传输器的终端往往会加载非线性器件[9]。当器件引脚与信号传输线相连接时,必然会产生容性负载,造成接收端信号失真,影响系统的信号完整性[8]。

设计PCB模型如图2所示,信号传输线长为20 cm、宽为10 mil、金属厚度为0.7 mil,其返回路径宽为100 mil。信号传输线和其返回路径之间的绝缘介质为FR-4,介电常数为4.4,厚度为30 mil。其特性阻抗为110Ω。取100 MHz的外部时钟,通过特性阻抗为50Ω的同轴电缆连接在信号传输线上。信号传输线终端负载的阻抗Z c为100Ω。在信号传输线的输入端串联一个10Ω的电阻Z i。由于负载效应,在传输线的末端会形成约3 pF的容性负载。使用示波器观察发送端a和接收端b的波形,如图3所示。可以看出,相对于发送端a(实线所示)的波形,接收端b(虚线所示)有明显的信号上冲现象。这是由于容性负载的存在,使得传输线的特性阻抗减小,造成电路系统的阻抗不匹配。减小信号返回路径的宽度为40 mil,这时,传输线的特性阻抗为128Ω。通过示波器可以看到接收端b(点线所示)的信号上冲现象较之前得到了较大的改善。由此可见,通过减小模型中信号返回路径的宽度,使得传输线的特性阻抗增大,可以补偿容性负载对电路所产生的影响。

4.结 论

通过调整信号返回路径的宽度,可以方便、有效地控制高速电路系统中信号传输线特性阻抗。根据实验仿真结果,得到了设计高速电路系统中信号返回路径宽度的经验公式,并验证了通过适当调整信号返回路径的宽度,可以有效补偿负载效应,提高电路系统的信号完整性。该方法对解决高速电路板设计中的信号完整性问题提供了一个较好的理论指导依据和处理方法,对理论研究和工程实践均具有重要的参考价值。

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