基于射频三极管的超宽带引信脉冲源

雷华相,周国安,付红卫

(空军工程大学导弹学院,陕西三原 713800)

0 引言

超宽带(UWB)引信体制以其高距离分辨率、高隐蔽性、强穿透能力、强抗干扰能力、低功耗和低成本等优点[1],成为了各国竞相研究的一种新型主动式引信。国内对UWB技术的研究起步较早,在“七五”、“八五”期间曾对超宽带引信开展过预研,虽然取得了一些成果,但是在超宽带相关接收机、高精度脉冲延迟、引信的微功耗、微型化等关键技术中存在的一些问题尚未得到全面解决。自2000年以来,我国的很多科研院所一直致力于超宽带技术理论与应用方面的研究,并开始对超宽带引信进行研制。

超宽带引信关键技术中,纳秒或亚纳秒脉冲的形成技术倍受关注。目前有许多生成纳秒或亚纳秒脉冲信号的方法[2],但考虑到超宽带引信的性能和成本,现主要采用的是阶跃恢复二极管(SRD)。由文献[3]知,基于SRD的超宽带脉冲源已在引信中成功运用。但该脉冲源成本高,电路复杂(产生的单极脉冲还需整形成发射效率高的双极脉冲[4]),工作电压高。因此本文利用射频三极管低价和低压雪崩特性[5],结合电感器件磁场能存储与释放效应,设计和制作一种基于射频三极管的超宽带引信脉冲源。

1 三极管雪崩特性

晶体管的输出特性一般有饱和、线性、截止和雪崩4个区。利用三极管的雪崩倍增效应产生窄脉冲的电路图如图1所示。

图1 三极管脉冲产生电路Fig.1 The pulse generator electric circuit of BJT

当无触发脉冲输入时,雪崩三极管基极处于反向偏置,高压直流电源V cc经过大阻值限流电阻R C加到集电极,并经过RC,RL给C充电。此时,三极管处于截止和临界雪崩状态。储能电容C进入稳态后两端电压为U CE约为V cc。随着正极性触发脉冲的上升沿输入,三极管发生雪崩效应,迅速进入导通状态。储能电容C通过三极管和负载电阻R L迅速放电。C两端电压很快降低,当C的放电电流不足以维持雪崩效应时,由于基极输入触发脉冲的宽度比较宽,上升时间长,所以三极管进入饱和状态。当输入触发脉冲结束以后,基极重新处于反偏,三极管进入截止状态,V cc通过限流电阻R C和负载电阻R L向C充电,经过大约(3～5)(R C+R L)×C的恢复时间,储能电容C进入稳态,两端电压近似为V cc,为下一次触发作好准备[6]。

2 三极管脉冲源原理

2.1 脉冲源电路

在三极管脉冲电路的基础上,将三极管选定为射频三极管Q,并添加特定的电容电感,制作本文中的超宽带引信脉冲源电路。其电路图如图2所示。

图2 脉冲源电路Fig.2 The pulse generator electric circuit

设计电路增加了电感 L1、L2和电容C0、C3。它们的作用分别为:

L1的作用:

1)在C2放电完毕时,L1和R2串联,电流只能按指数规律增大而不是Vcc/R2,从而使射频三极管可靠退出雪崩导通状态,L 1在电流增加过程中储能,因此R2的取值可以大幅度减小,充电速度加快,电路输出UWB脉冲的PRF得以提高。

2)当C2充电接近电源电压时,L1释放电能,可使电容充电到电源Vcc电压的1.4倍甚至更高,在较低电源电压下可产生较大的输出UWB脉冲幅度。

3)L 1的电感值较大,有通直流隔交流的作用,能够有效滤除Vcc中部分谐波交流噪声分量,减小对接收机的噪声影响。

L2的作用:

1)L2与C2轮流放电,在R3两端形成双极窄脉冲。

2)在相对缓慢的充电过程中,近似认为短路而加速C2充电过程。

C0和C3的作用:

将电源V cc中的交流纹波耦合到地,减少进入接收机中频电路的交流噪声信号。设计中取C0=0.1μF,C3=10μF。

2.2 主要元件参数选择

1)射频三极管Q:三极管的功率损耗P必须小于三极管的功率损耗容限P max。三极管的功率损耗可由下式计算[7]。

式(1)中,C2为储能电容,V0为输出脉冲幅度,f为电路的工作频率。

2)雪崩电容C2:C2的选择应该适中,C2太大,输出脉冲宽度加宽,电路恢复期太长,降低了超宽带脉冲源的重复频率;C2太小,输出脉冲振幅减小。通常取值为几皮法到几十皮法。对C2取值2.5～6.5 pF进行仿真测试表明:电容C2值越大,脉冲幅度越大;但在增大到5.5 pF以后,脉冲幅度的增加已经不明显。考虑到同时脉冲的宽度增加显著。因此本文使用6 pF。

3)R2:电源电压经R2对C2的充电时间常数必须小于触发脉冲的周期T,要求充电常数τ=R2 C2小于触发信号的周期 T,即R2＜T/C2。但R2不能选择太小,否则晶体管长时间处于导通状态,导致温度过高而烧坏。本文使用500Ω。

4)L1:为了加快充电速度,R2的取值应大幅度减小;在减小R2取值时为使三极管可靠退出雪崩导通状态,需选择合适的L,在C 放电完毕后,使其充电的电流缓慢增长。对L1取值5～40μH进行仿真测试表明:L1值对脉冲幅度影响不大,其主要影响脉冲宽度。在 L1=30μH 时,较为理想。因此本文使用30μH。

5)L2:L 2过大,放电过程减慢,产生的脉冲宽度大;L2过小,放电过程较快,产生的脉冲宽度较窄,为了保证产生合适宽度脉冲,得通过仿真选取合适的电感值。通过对L 2取值4～13 nH进行仿真测量表明:电感L2值越大,所产生的脉冲幅度越大,但脉冲宽度也同时增大;在增大到10 nH以后,脉冲幅度的增加已经不明显,而脉冲的宽度增加。因此文中使用10 nH较理想。

6)R3:R3的值越大,产生脉冲的幅度越大,但是脉冲存在严重“拖尾”,拉长了脉冲。经过仿真调试本文选择R3=90Ω。

3 雪崩管电路动态分析

3.1 充电等效电路分析

由于L 1≫L 2,R3≫R2,对图2电路进行简化后得到图3。

图3 充电等效电路Fig.3 The equivalent electric circuit of charging

令式(3)的一阶导数为0,得

即wt+θ=tan-1(-)+nπ,当n=0时,uc2取第一个极值点,对应的值为:

由式(5)可知,该设计脉冲源电路在元件参数取值合理时,可以实现uc2max＞Vcc。

3.2 放电回路分析

因为L1、R2支路的时间常数远大于雪崩放电回路的时间常数,分析雪崩放电回路时,忽略L 1、R2支路的影响,射频三极管雪崩导通时采用等效电阻R on代替,其值一般为30～50Ω,放电回路等效电路如图4所示。

图4 放电等效电路Fig.4 The equivalent electric circuit of discharging

由元件特性和电路规律得微分方程为:

由式(6)知:当电路满足b2-4ac＜0,放电主要分为两段过程:1)三极管Q由截止到雪崩击穿导通,C2放电电流由0增加到最大;2)当C2存储的电荷减少,放电电流开始减小时,电感L 2放电。R3两端电压极性迅速反转,电感对R3放电同时对电容C2反向充电,随着放电进行电压越来越低。电感放电完毕时,C2两端反向充电到最大值,而C2两端电压对三极管Q为负压,三极管截止,故放电过程结束。

4 软件仿真与实际电路测试

仿真中,为了贴近真实的74HC04D输出的脉冲,我们设置V in的频率为10 MHz,占空比为20%,电压为5 V,上升沿和下降沿为3 ns,CMOS电平标准的脉冲。根据电路仿真测试结果,各电路元器件的取值为:C1=300 p F,C2=6.0 pF,R1=6 000Ω,R2=500Ω,R3=90Ω,L 1=30μH,L 2=10 nH,Vcc=12 V;Q采用英飞凌公司的BFP450。利用ADS仿真软件进行仿真,得到的波形如图5所示。

仿真得到的脉冲幅度V=11.022 V,脉冲峰谷宽度为:562 ps。

图5 ADS仿真波形Fig.5 The waveform of ADS simulation

据脉冲源电路,实际电路制作在相对介电常数为2.2,厚度为1.02 mm的介质基片上,如图6所示。

图6 脉冲源实物图Fig.6 The manufacture of the pulse generator

利用与仿真相同的参数进行电路实验。试验电路元器件参数值在仿真环境元器件参数值附近进行调整,Agilent 54855A 6GHz数字存储示波器记录的波形如图7所示。

图7 实测波形Fig.7 The real waveform of the manufacture

由图7可得,实际电路产生的双极窄脉冲的脉冲幅度V=8.608 V,脉冲峰谷宽度为700 ps,能满足超宽带引信的需要。仿真波形与实验测量波形极其相似,但脉冲幅度,脉冲峰谷宽度存在差异,一方面因仿真软件中所有元件的数学模型都是理想的,不考虑分布参数、电容电感的损耗等因素;另一方面因仪器测量精度与仿真计算精度有较大差异。

5 结论

本文提出了一种基于射频三极管的超宽带引信脉冲源电路,它以射频三极管为核心,利用射频三极管的低价和低压雪崩特性及电感器件的磁场能存储与释放效应。对电路进行分析、仿真与实际电路测试表明:该脉冲源能满足超宽带引信的需要,且较文献[2]中脉冲源成本更低、电路更简单、工作电压更低,因此适合作为当前部分引信[2]脉冲源的替换品。

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