一种基于MEMS传感器基准电流源设计*

赵良，陈向东，苏长远，葛林

(西南交通大学信息科学与技术学院，四川成都610031)

随着集成电路工艺的发展，基准电流源模块广泛应用于模拟及数模混合信号诸多领域。在过去的十几年里，微机电系统(MEMS)技术的研究与发展为基准电流源模块带来新的市场和设计挑战。从MEMS发展的总体水平看，许多关键技术已经突破，正处于从实验室研究走向实用化、产业化阶段。我国的微系统研究在基础研究和相关技术方面都取得了一些有特色的成果[1]，其中MEMS传感器技术发展尤为迅速。基于此，本文提出一种可用于MEMS气体传感器的基准电流源设计方案，该方案能够满足MEMS传感器技术条件下的低温度漂移、高电源抑制比(PSRR)的特点。

1 基准电流源原理分析

1.1 Widlar型基准电流源小信号建模

Widlar型基准电流源如图1所示[2]，由于Q1、M4采用二极管连接的方式，故可分别用一个电阻表示；M3、M5可分别用一个电压控制电流源与电阻并联表示。由BJT小信号模型可知，Q2可用一个等效的电压控制电流源与等效电阻并联表示[3]，Widlar型基准电流源小信号模型如图2所示。

由于V2的电压受自偏置结构影响，内部存在的反馈环路能够保持电压稳定，从而由图1电路可以得到一个稳定电流。图2中，g′m2为Q2和R的等效跨导，R′为Q2和R的输出电阻。由电路等效理论可知:

根据ROSENSTARK S反馈计算理论，从某点X到达某点Y的反馈闭环增益可表示如下:

式中，GA为渐近增益，GD为直接增益，T为环路增益。

对应图2，首先计算该电路的环路增益。假设受控电流源gm3V1断开，则可以得到此时的环路增益为:

令T→∞，则g′m2→∞，此时V2为零。则从VDD到V2的渐进增益为:

直接增益GD的计算条件为:令T为零，则g′m2为零。从而从VDD到V2的直接增益为:

将式(4)～(6)代入式(3)，可得VDD到V2的闭环增益为:

因为M3、M4、M5构成电流镜，所以gm3=gm4=gm5，根据电路仿真经验参数假设:gm4＞＞R′，gm1＞＞1/rom3，则式(7)可简化为:

其中，由于分母是1减去环路增益，可得到该电路中存在的反馈为正反馈。理论上只有越小的环路增益才能获得更小的闭环增益，根据上述理论分析，为了获得具有高电源抑制能力的电流源且电路稳定，本设计采取更改反馈属性以增大环路增益。

1.2 高阶曲率补偿理论分析

电流源温度系数补偿电路目前应用较为广泛的是利用Widlar核心电路产生PTAT电流，BJT的BE结产生负温度系数电流，再由两者互相补偿，产生基准电流Iref[4]。电流补偿如图3所示。

BJT中BE结电流方程为:

由于BJT的BE结在高温部分温度曲线下降迅速，呈现明显的非线性，本设计中采用自补偿二极管环路补偿方式，在低温阶段IVBE与IPTAT直接补偿，效果明显；而高温阶段，由于IVBE的迅速下降，导致补偿电流曲线下降迅速，增加自补偿电流INL，利用自补偿电流的高温非线性特性进行高阶电流曲率补偿。由上述分析可知非线性补偿电流:

图3中利用设计电路的自补偿效果产生Iref。

根据设计电路结构和式(9)可得:

IVBE在高温阶段的非线性是由式(12)中第三部分引起的误差。令第三部分误差项与非线性补偿电流INL相等完成上述电流补偿。即:

2 具体电路实现

图4为基准电流源设计电路。如不加说明，则认为所有PMOS管衬底接电源电压；所有NMOS管衬底接地电压。图中，C、D部分为基准电流核心电路，C部分产生IPTAT。依据上述基准电流源原理分析，在Widlar电流源框架下通过断开Q1的二极管连接，加入运算放大器并改变反馈属性以提高反馈系数。为了降低电路的复杂度，加入单级差分运放。D部分为产生IVBE和INL实现电路，该电路设计中，Q17的BE结降压R2上，利用BJT的BE结较理想的温度特性产生IVBE。后续设计利用Q17和Q18发射结面积之差产生ΔVBE降压电阻R3，从而产生IVBE自动补偿高温非线性电流INL。当外界环境处于低温部分时，IVBE

与C部分产生的IPATA补偿效果良好，INL效果消失；处于高温部分时，IVBE的非线性效果明显，INL则补偿非线性缺失。由于本设计核心电路为Widlar电流源，所以在电路设计过程中加入B部分启动电路，摆脱简并偏置点。A部分为偏置电路部分，为运放提供偏置电压。E部分为电流求和电路，可以通过改变M23、M26的宽长比设置两部分叠加电流大小，最终使得Iref产生最小偏差。

3 仿真与讨论

本文设计方案经由SMIC 0.35 μm BICMOS工艺、Hspice验证仿真，Cscope图形查看软件综合。

图5为Widlar型基准电流源反馈环路不同增益下基准电流PSRR曲线。由图5可以看出，在反馈环电路中添加运算放大器时，PSRR为144.07 dB；未添加运算放大器时，PSRR为134.37 dB。

图6为基准电流源温度特性曲线。温度变化范围为-30℃～100℃，基准电流平均值为15.394 μA，电流变化范围为24.833 nA，基准电流温度系数为12.4 ppm/℃。

将本文设计方案与部分参考文献主要参数进行比较，结果见表1[5-7]。从表1可见，该基准电流源具备良好的性能指标，可应用于MEMS传感器系统的高PSRR和低温度系数环境中。

本文设计了一种新颖的可应用于MEMS传感器系统的基准电流源。通过BJT小信号模型分析得出，增大基准电流源反馈环路增益能够改善基准电流源性能。具体电路设计方法是通过在基准电流源反馈环路中增加运算放大器提高电源抑制比，负温度系数电流IVBE生成部分采用二极管环路自补偿设计方法，产生非线性补偿电流INL。经由SMIC 0.35 μm BICMOS工艺仿真，电源电压为3.3 V时，基准电流电源抑制比达到144.07 dB，温度系数达到12.4 ppm/℃。

表1 本文电路参数与参考文献参数比较

[1]莫锦秋，梁庆华，汪国宝，等.微机电系统设计与制造[M].北京:化学工业出版社，2004.

[2]ALLEN P E，HOLBERG D R.CMOS模拟集成电路设计[M].北京:电子工业出版社，2005.

[3]GIUSTOLISI G，PALUMBO G.Analysis of power supply noise attenuation in a PTAT current source[C].IEEE Int Symp on Circuits and Systems.Phoenix，USA，2002.

[4]毕查德·拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].西安:西安交通大学出版社，2002.

[5]FIORI，CROVETTI P S.A new compact temperaturecompensation CMOS current reference[J].IEEE Trans.Circuits SystemⅡ，2005，52(11):724-728.

[6]DANAIE M，LOTFI R.A low-voltage high-PSRR CMOS PTAT&constant-gm reference circuit[J].IEEE Trans.Circuits SystⅡ，2005，2(8):1807-1810.

[7]孟少鹏.数字电视调谐器中基准电流源的设计[J].计算机技术与应用进展，2006，3(7):584-587.