用于电磁作动器的功率放大器设计研究

林黄达 刘德志 余锡文

（海军工程大学舰船综合电力技术国防科技重点实验室，武汉 430033）

1 引言

电磁作动器是利用电磁铁产生可控电磁力抵消振动源产生的振动力，达到减振降噪目的的一种装置。由于电磁作动器具有响应快、位移及控制力大、无接触等优点，在振动主动控制中应用广泛[1]。它可与气囊隔振装置组成集成的主被动混合减振系统，由气囊隔振装置降低高频噪声，由电磁作动器降低低频噪声，从而得到良好的隔振效果。

在电磁作动器控制系统中，功率放大器的作用是根据控制器发出的电流指令信号，向作动器线圈提供相应的电流以产生所需要的电磁力，因此要求功率器的输出电流能够迅速跟踪控制器给出的电流指令信号，并且失真度要小，另外要求在给定的频率范围内幅值响应与频率响应曲线比较平坦。所以功率放大器的设计研究十分重要，它直接影响了电磁作动器的各项性能指标[2]。

本文介绍了功率放大器的基本工作原理，设计了一种用于电磁作动器的功率放大器，并通过仿真和实验证明其达到了设计所要求的性能指标。

2 功率放大器的基本工作原理

2.1 功率放大器主电路结构

电磁作动器开关功放主电路采用图1所示的全桥拓扑结构。在图1中，全桥两侧桥臂分别由开关管T1、T3串联以及T2、T4串联构成，并在每个开关管上分别并联一只快速恢复二极管D1～D4。在两侧桥臂中间连接电磁作动器线圈，线圈可等效为一阻抗性负载，其等效电阻和电感分别为R和L。采用全桥结构的功放能够为电磁作动器线圈提供双向流动的电流，这样可以满足电磁作动器控制系统对开关功放的要求。

图1 电磁作动器开关功放主电路拓扑图

2.2 功率放大器控制策略分析

对图1的全桥结构主回路来说，可以采用两种不同的控制策略，即两电平控制方式和三电平控制方式。其中三电平控制方式下实际电流的纹波要小，但电路较复杂，考虑该类功放开关频率通常可达10 kHz以上，可以满足实际使用需求，故本文主要就两电平控制方式进行了分析。

当采用两电平控制方式时，处于对角线的两个开关管同时通断，而处于同一桥臂的两个开关管则交替通断，即 T1的开关控制信号ug1和T4的开关控制信号ug4相同，T2的开关控制信号ug2和T3的开关控制信号ug3相同，ug1和ug3则为互补信号。由于功率开关管关断过程中有一段存储时间和电流下降时间，这段时间内开关管并未完全关断。如果在此期间同一桥臂的另一只开关管已经导通，则会造成桥路一侧桥臂上的上下两只开关管同时导通，从而使电源短路。为避免这种情况的发生，应该使同一桥臂的两只开关管开通控制信号存在一定的死区时间，保证在对一个开关管完全关闭后，再对另一只开关管发出开通脉冲[3-5]。

对两电平开关功放而言，由于T1和T4同时通断，T2和T3同时通断，因此，通过对开关管的两两通断控制，作动器线圈中的电流iAB存在正向增加，正向减小，负向增加，负向减小这四种状态，如图2。此时作动器线圈两端电压uAB只存在+U和-U两种情况（忽略了开关管和续流二极管的正向导通压降），即两电平，具体分析如下：（1）开关管T1和T4同时导通，直流母线电源给作动器线圈快速充电，此时电流从A流向B，线圈中的电流快速增加，作动器线圈两端电压uAB=+U。

图2 两电平开关功放的各开关状态

（2）开关管T1和T4同时关闭，D2和D3同时导通，作动器线圈电感释放能量，线圈中的电流通过D2、D3和直流侧电源形成放电回路，此时电流仍从A流向B，但线圈中的电流快速减小，作动器线圈两端电压uAB=-U。

（3）开关管T2和T3同时导通，直流母线电源给作动器线圈快速反向充电，此时电流从B流向A，线圈中的电流快速增加，作动器线圈两端电压uAB=-U。

（4）开关管T2和T3同时关闭，D1和D4同时导通，作动器线圈电感释放能量，线圈中的电流通过D1、D4和直流侧电源形成放电回路，此时电流仍从B流向A，但线圈中的电流快速减小，作动器线圈两端电压uAB=+U。

图3 电磁作动器PWM功放电路

3 功率放大器系统设计

如图3所示，开关功放电路主要由PWM产生电路、光耦隔离及开关驱动电路、全桥主电路及电流检测电路构成。这里，采用UC3637来产生两路互补的PWM信号，且死区时间可以调节。对于两电平开关功放电路，需要一个UC3637芯片。全桥主电路及其驱动电路采用集成的IPM模块PM75RLA060，光耦使用HCPL4504和PC817芯片。由于UC3637自带有运算放大器接口，因此我们可以直接将电流给定信号和电流反馈信号接到运放引脚上，达到误差比较和 PI调节的目的，使整个电路更为简单。作动器线圈上串联有两个电流传感器，一路用于反馈信号，另一路用于过流保护，当线圈电流大于限定电流时，UC3637就会将各路PWM脉冲封锁。

4 功率放大器性能指标测试分析

在功率放大器带有4 mH的电抗器负载，直流侧电压选用120 V，并由信号发生器提供指令电流时，同时测量指令电流波形和实际负载电流波形，以对功率放大器的性能指标进行分析。

指令电流幅值约为2 A，频率为10 Hz时的负载电流仿真与实验波形（以负载电流基波为基值）如图4所示。

指令电流幅值约为20 A，频率为100 Hz时的负载电流仿真与实验波形（以负载电流基波为基值）如图5所示。

图4 指令电流2 A、10 Hz的负载电流波形

4.1 幅值衰减

以6 A为电流幅值步长，以10 Hz为电流频率步长，测量不同指令电流幅值和频率下的各路负载电流，其随频率的变化曲线如图6所示。

可以看出，在100 Hz以内，电流的基波幅值衰减小于0.35 dB。

4.2 相位滞后

以6 A为电流幅值步长，以10 Hz为电流频率步长，测量不同指令电流幅值和频率下的各路负载电流基波与指令电流基波的相位差，其随频率的变化曲线如图7所示。

可以看出，各路负载电流基波滞后输入指令电流基波的相位差最大不超过1.2°。

4.3 波形失真度

以6 A为电流幅值步长，以10 Hz为电流频率步长，且只考虑10 kHz以内的谐波分量时计算不同指令电流幅值和频率下的各路负载电流的波形失真度，其随频率的变化曲线如图8所示。

图5 指令电流20 A、100 Hz的负载电流波形

图6 幅值衰减曲线

可以看出，波形失真度与频率的变化关系不大，而与电流基波幅值有关，电流基波幅值越小，波形失真度越大。当只考虑10 kHz以内的谐波分量时，各路负载电流的波形失真度最大不超过1.7%。

图7 相位滞后曲线

图8 波形失真度曲线

上述试验结果表明，电流基波滞后输入指令电流基波相位差主要与频率有关，频率越大，滞后相位差越大；波形失真度与频率的变化关系不大，而与电流的基波幅值有关，电流基波幅值越小，波形失真度越大。

5 结束语

根据电磁作动器系统对功率放大器的性能要求，本文设计了用于电磁放大器的H桥两电平开关型功率放大器，该功放的实验计算性能结果基本一致，各项性能指标要求均能满足系统使用要求，可以较好地为该类功放的设计提供指导。

[1] 赵利颇,潘存治,马强. 基于电磁作动器的主动隔振系统研究[J]. 石家庄铁道学院学报,2006(2):51－53.

[2] S.Carabelli, F. Maddaleno and M. Muzzarelli.High-efficiency Linear Power Amplifier for Active Magnetic Bearings[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2000 (1)：17-24.

[3] 祝长生，蔡晓峰，蔡晓清. 主动磁轴承开关功率放大器的设计[J]. 机电工程，2004（11）：29－33.

[4] 王兆安，黄俊. 电力电子技术[M](第四版).北京：机械工业出版社，2008.

[5] D.Grahame Holmes，Thomas A.Lipo. 电力电子变换器PWM技术原理与实践[M]. 北京：人民邮电出版社，2010.