CMMB地面转发系统时间同步信号解调方法*

刘斌彬，葛启宏，陈 文，王秋生，陶 涛

（国家广电总局 广播科学研究院 北京泰美世纪科技有限公司，北京 100097）

1 引言

中国移动多媒体广播（China Mobile Multimedia Broadcasting，CMMB）是我国研发的具有自主知识产权的数字多媒体广播标准。CMMB通过卫星和地面转发系统，实现天地一体的大面积广播覆盖，即通过卫星进行大面积广播覆盖。而对于卫星覆盖的阴影区，则采用地面转发系统对信号进行增补，并采用独立的分发信道向地面转发系统分发广播信道数据。用户可以通过移动终端接收多路音、视频广播业务。

在地面转发系统与卫星的组网中，最关键的问题就是时间同步。为此，CMMB在卫星分发信道中采用了将时间同步信号以扩频弱信号的形式叠加在数据信号上的方案[1]。地面转发系统通过与同步信号进行同步，在指定的时间对数据进行OFDM调制和转发[2]，实现与卫星广播信号的时间同步。

为了避免影响对数据信号的解调，叠加在其上的时间同步信号的功率仅为数据信号的1%。然而对于时间同步信号来说，数据信号是一个强度超过20 dB的干扰。如何在强干扰的环境下完成与同步信号的同步，并解调出时间信息，是地面转发系统实现的关键。

2 CMMB卫星分发信道

在CMMB的卫星分发信道中，数据信号承载的是广播信道OFDM调制之前的数据。数据按照逐时隙、逐频点的顺序组成分发数据包，并按照GB/T 17700-1999标准进行调制[3]。数据信号的2个支路X，Y与系统时钟同步，且速率值与系统时钟的频率值相同。

时间同步信号的2个支路TX，TY为两路扩频信号，所使用的扩频序列为二进制伪随机序列PN1和PN2。PN1由图1所示的伪随机序列生成器产生，生成多项式为x13+x4+x3+x+1，移位寄存器初始值为0110101010010，循环周期为P1=213-1。类似的，PN2的生成多项式为x18+x17+x16+x13+x12+x10+x8+x6+x3+x+1，移位寄存器初始值为011010101001010101，循环周期为 P2=218-1。PN1和 PN2序列生成器的移位时钟与系统时钟同步，且频率值相同。

扩频信号通过异或的方式产生。PN1与编码后的时间信息异或生成TX，每个PN1循环周期调制1 bit时间信息。PN2上的调制信息保留，PN2与比特“1”异或生成TY。从系统零时刻开始（对应PN1和PN2移位寄存器状态均为初始值的时刻），每个系统时间循环周期内调制（218-1）bit时间信息，共分为1024个时间信息编码帧。

同步信号（TX，TY）叠加在数据信号（X，Y）上进行星座映射，生成分发信道的基带I，Q信号，如图2所示，其中比特顺序为X Y TXTY。

3 时间同步信号解调

时间同步信号的解调结构如图3所示。其中最关键的模块有同步捕获、整数频偏估计、分数频偏估计、同步跟踪和频偏跟踪。

3.1 同步捕获与初始频偏估计

系统启动后，由于输入的采样信号可能位于信号的任何位置，而不是扩频序列的起始位置，因此需要进行同步捕获。

对采样信号进行频偏预补偿

其中，Δfsys为系统时钟频率，频偏预补偿值Δfpre可以任意选取。

以2P1点为窗长，在频偏预补偿后的采样信号中滑动，抽取出 1 个采样信号序列 ri（k），k=0，1，…，P1-1，i=0，1，…，P1-1。 将 ri（k）与本地同步序列 PN1（k）相乘

并对其末尾补零后进行（P1+1）点的快速傅里叶变换

计算 Si（j）的峰值功率 Ppeak（i）和平均功率 Paverage（i），检测是否有频域相关峰存在。设定合适的门限，若最大峰均功率比大于门限，则认为捕获到采样信号的同步位置[4]。

否则更换一个频偏预补偿值，重新进行同步捕获。

由于信号的载波频率和系统的下变频频率之间可能存在着偏差，因此还需要进行频偏估计和补偿。

整数频偏值可以由同步捕获中SI（j）的峰值位置得到[5]

根据整数频偏估计的结果，对同步后的采样信号序列 rI（k）进行整数频偏补偿得到 rI′（k）。 将其末尾补零后分成2段，分别与截短的本地同步序列PN1（k）进行互相关

对相关值进行前后自相关，分数频偏值可以由自相关值的相位得到[6]

初始频偏值为频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值之和。根据初始频偏值，对采样信号进行频偏补偿。

3.2 同步跟踪与频偏跟踪

在系统工作过程中，由于受到A/D采样频率偏差等因素的影响，采样信号的同步位置可能发生漂移，因此需要进行同步跟踪。

以2P1点为窗长，在采样信号的同步位置前后m（t）点滑动，抽取出 1 个采样信号序列 ri（k），k=0，1，…，P1-1，-m（t）≤i≤m（t）。 m（t）与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比。将ri（k）与本地同步序列PN1（k）进行互相关

计算s（i）的峰值功率和除峰值以外的平均功率，检测是否有时域互相关峰存在。设定合适的门限，若峰均功率比大于门限，则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移[4]

根据同步位置的偏移，对A/D采样时钟的频率进行动态调整，实现与系统时钟的精确同步。对PN2序列的同步跟踪与此类似。根据同步位置，可以找到系统零时刻，并对采样信号进行解扩、均衡、解码等处理，解调出时间信息。

由于受到温度变化等因素的影响，载波频率的偏差也可能发生变化，因此还需要进行频偏跟踪。

根据同步跟踪的结果，将2个相邻的同步后的采样信号序列 rI0（k）和 rI1（k）与本地同步序列 PN1（k）进行互相关

对互相关值进行前后自相关，并计算自相关值的相位θ，频偏跟踪值可以由相限翻转后的相位得到[6]

根据频偏跟踪值，对频偏补偿值进行动态调整。

4 实验性能与分析

在不同信噪比的卫星信道环境下，同步捕获和同步跟踪的峰均功率比如图4所示。考虑到噪声和干扰的峰均功率比通常在11 dB以下，设定同步捕获和同步跟踪的门限为11 dB和12 dB。该条件下同步捕获和同步跟踪的错误概率如表1所示。可以看出，同步捕获和同步跟踪具有较强的可靠性。当信噪比大于6 dB（低于数据信号的解调门限）时，同步的错误概率已经可以趋近于零。

表1 同步捕获和同步跟踪错误率

初始频偏估计和频偏跟踪的方差如图5所示。可以看出，初始频偏估计的方差落在频偏跟踪的范围内。且频偏跟踪具有较高的准确性，当信噪比大于6 dB时，频偏跟踪的方差可以控制在40 Hz以内。该量级的载波频偏可以完全由均衡来对抗，从而保证时间信息的正确解调。

5 小结

提出了一种用于CMMB地面转发系统的时间同步信号解调方法，并对其中同步捕获、同步跟踪和载波频偏估计等关键算法进行了详细阐述。实验结果表明，该方法具有较高的可靠性和准确性，可以很好地满足系统的需求。

[1]GY/T 220.9-2008，广播电影电视行业标准 移动多媒体广播 第9部分：卫星分发信道帧结构、信道编码和调制[S].2008.

[2]GY/T 220.1-2006，广播电影电视行业标准 移动多媒体广播 第1部分：广播信道帧结构、信道编码和调制[S].2006.

[3]GB/T 17700-1999，卫星数字电视广播信道编码和调制标准[S].1999.

[4]SIMON M，OMURA J，SCHOLTZ R，et al.Spread spectrum communications handbook（revised edition）[M].New York： McGraw-Hill，1994.

[5]LUISE M，REGGIANNINI R.Carrier frequency acquisition and tracking for OFDM system[J].IEEE Trans.Communications， 1996，44（11）： 1590-1598.

[6]KELLER T，PIAZZO L，MANDARINI P，et al.Orthogonal frequency division multiplex synchronization techniques for frequency-selective fading channels[J].IEEE Journal on Selected Area in Communications，2001， 19（6）：999-1008.