一种交错并联双向DC/DC变换器仿真的研究

江 飞 鞠志忠 朱忠尼 王恒利

（1.空军雷达学院研究生管理大队，武汉 430019；2.空军雷达学院电子对抗系，武汉 430019）

1 引言

近年来，大功率机电制动/发电能量循环利用项目成为节能、减排的重要内容之一。随着这些项目的研究，双向DC/DC变换器成为电力电子技术的重要组成部分。而储能装置是双向DC/DC变换器的一个重要部件，目前应用较多的是电池和超级电容，但是它们的单体耐压较低，为了将它们应用于大功率场合进行储能，就必须设计一种增益较高的双向DC/DC变换器。

本文提出了一种新型的交错并联双向 DC/DC变换器，该变换器利用一个耦合电感作为双向磁性开关来控制变换器能量的储存和释放，提高了增益；耦合电感的电流转换速率由于受漏感的限制，可以抑制二极管反向恢复电流，同时该电路实现了开关器件的软开关，提高了效率[1]。

2 主电路拓扑

图1 主电路拓扑

变换器采用了交错并联结构，交错并联DC/DC变换器有以下优点[2-3]：①减小了电压和电流的脉动，提高了变换器的效率，减小了滤波器的体积，从而减小了整个装置的体积；②提高了占空比，在保持输出电压平均值不变的情况下，占空比越大，输出电压峰值越小，功率器件的电压应力也越小，可采用耐压小的功率器件；③提高了开关频率，相应就可以减少铁芯体积。

变换器同时采用了耦合电感，在升压和降压公式中就多了一个匝比变量N，适当的选择耦合电感的匝比就可以降低占空比，从而避免了传统变换器占空比不宜太大的限制。

3 主电路仿真

本文利用Matlab建立了仿真模型，通过合理选择参数，对主电路进行了仿真，来验证该双向 DC/DC变换器的合理性。

3.1 仿真模型的建立

根据双向 DC/DC变换器的电路拓扑构建了仿真模型，变换器在Buck状态下仿真模型如图2所示，其中低压侧用耗能电阻代替。而在Boost状态下的仿真模型与Buck状态下的基本一致，可参考图2，惟一的区别就是仿真模型中高压侧用耗能电阻代替。

从整体上讲，图2的模型主要分为四个部分，即功率主电路部分、驱动信号产生部分、反馈控制部分、并联开关管部分。本文的驱动信号产生电路、反馈控制电路和并联开关管部分为子系统,这样通过将复杂系统用一个个子系统来实现，就能够使整个系统的结构变得非常清晰。

图2 变换器工作在Buck状态下仿真模型

3.2 控制信号产生部分

图3 控制信号组合逻辑图

驱动信号产生模块主要功能是将系统的反馈值和给定三角波进行比较产生驱动三组开关管（S2x、 S3x、 S4x，x=1，2，3，4）的脉冲信号。为了避免变换器直通，PWM 驱动信号间通过 Dead Zone模块加入一段死区时间，死区加入后产生交错脉冲序列的实现逻辑如上图4所示。

图4 驱动信号产生电路

3.3 反馈控制部分

反馈控制采用双闭环结构，双闭环的主要思想是：电压反馈环作为外环，电流反馈环作为内环，对输出电压送第一级运算放大器的反相端与正相端的电压基准比较，输出的误差送第二级运算放大器正相端作为电流基准，和反相端的输出电流转化成电压形式的采样信号比较，最后的输出送比较器与三角波进行比较，得到占空比变化的方波从而控制变换器。控制框图如图5所示，在Boost状态是电压电流双环控制，在 Buck状态时，由于高压侧电压本身就是不断变化的，没必要进行恒压控制，所以只有电流环起作用，系统为电流单环控制，对低

压侧进行恒流充电。

图5 双闭环控制结构图

4 仿真结果分析

由于存在非线性元件，为了提高仿真的精度和速度，所以在仿真参数设置中采用变步长(variable step)连续求解器，仿真算法为Ode23s[Stiff/stiff Mod. Rosenbrock]，相对误差为1e-3。

4.1 Buck状态下的仿真波形

仿真参数：高压侧输入电压：470V，低压侧输出电压：94V，单个开关管的工作频率fS=2kHz，死区时间为 4μs，高压侧滤波电容CH= 1mF，低压侧滤波电容CB= 6.6mF，箝位电容C1= 22μF，中间电容C2= 10μF，低压侧滤波电感LB= 500μH，辅助电感L1= 7μH、L2=6mH，耦合电感的匝比为1:1:1，耦合电感LP=L0=LS= 640μH，耦合系数：k1=k0=k2=0.95耦合电感阻抗为0.064Ω。Buck状态下的仿真波形如图6～10所示。

图6 各开关管的驱动波形

图7 高压侧VH、iH波形、低压侧VL、iL 波形

图8 S21 驱动、电压及电流波形

图9 S 31 驱动、电压及电流波形

图10 S41驱动及初级电感、次级电感电流波形

图6为各开关管的驱动波形。图7为高压侧和低压侧波形，变换器高压侧输入电压VH、电流iH及低压侧输出电压VL、电流iL波形，可以看出VLVH= 0.2，图8～9给出了 S21、 S31的驱动、电压及电流波形， S21、 S31实现了零电压开通，开通损耗明显降低， S31在关断时存在电压尖峰。通过波形图可以看出， S21、 S31的电流和电压纹波都比较小，符合理论推导；并且在每个开关周期内，开关管的电压经过了4个周期，也就是说开关管的频率是不采用并联结构时的4倍，开关频率提高了，就能够减小了铁芯的体积。图 10为通过初级电感LP和次级电感LS的电流波形，可以看出初级电感的电压是次级电感电压的2倍。

4.2 Boost状态的仿真波形

5 结论

本文分析了一种交错并联双向DC/DC变换器，并用MATLAB软件电路进行了仿真，其结果与实际分析所得结论一致。可以看出变换器的电压增益比较高，变换器电流和电压纹波都明显减少。

图11 低压侧 V L， i L 波形9、高压侧 V H ， i H 波形

图12 S11驱动、电压及电流波形

图13 S31驱动、电压及电流波形

图14 S11驱动及初级电感、次级电感电流波形

[1] Rong-Jong Wai and Rou-Yong Duan. High-Efficiency Bidirectional Converter for Power Sources With Great Voltage Diversity. IEEE Transactions on Power Electronics, vol.22, no.5, September 2007.

[2] 许化民,龚春英,严仰光. 交错并联结构的双正激式DC/DC变换器[J]. 电力电子技术,1999(8).

[3] 杨正龙.3KVA交错并联双管正激变换器的研究与开发.南京航空航天大学硕士学位论文[D].2002,2.