整流器功率平衡的多级串联高压变频器

江剑峰 王 虎 曹中圣 杨喜军

(上海交通大学电气工程系，上海 200240)

0 引言

中高压变频器在石油、化工、煤炭等行业的应用范围越来越广，产生的经济效益与社会效益越来越明显。目前在用的中高压变频器方案包括高压大电流IGBT直接串联的两电平逆变器、单相输出逆变器的多级串联变频器、二极管钳位的三相直接输出的三电平逆变器，这些方案各有优缺点和不同的使用条件。对于N级串联的多级串联变频器，属于高－低－高方案，其特点是:(1)网侧降压变压器次级三相绕组数量为3N，能够输入单位功率因数;(2)整流器与逆变器数量均为3N，一个整流器配置一个逆变器;(3)逆变器直接输出串联，输出电压多电平。其优点明显，如输入单位功率因数，输出电压多电平，能够负担更大的功率输出，体系清楚和设计简单。但是也存在一些明显的不足，即网侧变压器次级绕组多，整流器数量多，设计复杂。电解电容负荷不平衡，增加了网侧电流的波形畸变。负载与逆变器直接电气相连，安全可靠性下降。鉴于此，提出新型整流器功率平衡的多级串联高压变频器，除了具有多级串联高压变频器的优点外，还可以克服上述不足。本文在分析这种变频器的拓扑构成和载波移相调制原理后，采用MATLAB/SIMULINK给予仿真分析，验证了这种多级串联高压变频器的可行性。

传统多级串联中压变频器如图1所示，图中串联级数为 N=5。

整流器功率平衡的 N级串联高压变频器如图2所示，其主电路包括以下几部分:网侧工频变压器，变换器阵列和载侧高频变压器。

对于变换器阵列，具有 N个整流器，每个整流器负担构成三相对称平衡的三个单相逆变器，共计3 N个逆变器。整流器可以为二极管不控整流器、PWM电压型整流器与PWM电流型整流器等。由于整流器的负载平衡，整流器的设计得到简化，其输入电流获得对称。电解电容的容量得到降低，逆变器输出电压获得稳定。比传统级联方案减少2 N个整流器，但是每个整流器的容量比传统级联方案增加2倍。

1 多级串联高压变频器的电路拓扑

对于网侧工频变压器，其功能与传统级联方案相同，属于降压型变压器。如果后级采用高功率因数或单位功率因数整流器，网侧工频变压器的次级绕组可以Y接，简化变压器的设计。如果后级采用二极管不控整流器，网侧工频变压器的次级绕组与传统级联方案相同，次级绕组需要采用不同的连结组别。次级绕组数量比传统级联方案减少2 N个，也简化了的设计，但是每个次级绕组的容量增加2倍。

图1 传统多级串联高压变频器框图(N=5)

图2 新型多级串联高压变频器框图(N=5)

对于载侧高频变压器，起到电气隔离或升压作用，工作在高频斩波状态下。具有 N个高频变压器，每个高频变压器的初级具有三个单相绕组，分别连接一个逆变器的输出，次级具有三个单相绕组，依次与其它高频变压器的次级绕组串联，形成一相高压输出。高频变压器的次级一次连接，形成3相变频高压输出U、V和W。

由于载侧变压器的作用，使得负载侧与变换器阵列隔离，提高了整个系统的安全可靠等级，同时可以制作成升压变压器，使得升压范围更宽。由于逆变器工作在较高的开关频率下，载侧变压器的体积远远低于传输相同功率的工频变压器。

如果串联级数较多，例如 N=5，这种整流器功率平衡的多级串联高压变频器可以代替传统级联高压变频器，支持高压变频大功率输出。如果N=3也可以制作成高压小功率输出，此时不妨称为”轻型高压变频器”。显然，这种多级串联高压变频器有两种构成方式:对称型和不对称型。不对称型包括IGBT逆变器单元和IGCT逆变器单元不对称型、两电平逆变器单元和三电平逆变器单元不对称型。

2 多级串联高压变频器的调制原理

对于对称型多级串联高压变频器，其PWM调制原理与传统级联高压变频器的相同，包括多载波PWM调制和载波相移PWM调制等。以载波移相PWM调制和 N=5级串联为例，说明这种多级串联高压变频器的调制原理。

载波相移SPWM技术是PWM技术在多级串联变频器的扩展应用，每个逆变器单元的PWM信号都是由一个三角载波和一个正弦波比较产生，所有逆变器单元的正弦调制波信号都相同，但每个功率单元的三角载波信号与它相邻的三角载波信号之间有一定角度的相移，这种相移使得各逆变器单元所产生的PWM脉冲在相位上错开，从而每个逆变器单元输出都是基波相同的脉冲错开的SPWM波，使各功率单元最终叠加输出的PWM波形的等效开关频率得到提高。对多级串联变频器在不提高开关频率的条件下，可以提高等效载波频率，减小输出电压谐波，并且使得每个逆变器单元的输出功率相同，N=5时载波相移SP WM原理如图3所示，图中包括相移为(/N和2(/N两种情况，由于 N=5，等效载波频率为2 N倍载波频率，输出相电压的电平数为2 N+1，输出线电压的电平数为2(2 N+1)－1=4 N+1。

图3 载波相移SPWM调制原理(N=5)

载波相移SPWM技术的基本思想是:N个逆变器单元均采用低开关频率的SPWM调制，并具有相同的频率调制比，幅度调制比和共同的正弦波调制信号，而各变频器单元的三角载波的相位角依次差一个角度，利用SPWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加结构产生载波相移SPWM波形。

3 仿真分析与实验结果

图4 多级串联高压变频器的仿真电路(不控整流器)

图5 网侧交流电压与电流的仿真波形(不控整流器)

图6 载侧交流电压与电流的仿真波形(不控整流器)

图7 网侧交流电压与电流的仿真波形(电压型整流器)

图8 载侧交流电压与电流的仿真波形(电压型整流器)

图9 网侧交流电压与电流的仿真波形(矩阵整流器)

图10 载侧交流电压与电流的仿真波形(矩阵整流器)

利用MATLAB/SIMULINK建立图2的三相新型多级串联高压变频器的仿真电路，如图4所示。三相交流输入线电压6.0kV，网侧变压器次级电压为690V，N=5，整流器为二极管不控整流器，直流滤波电解电容为4700μF，2并2串，均压电阻为68kΩ。网侧工频变压器次级绕组的基本相位差为60°/5=12°，载侧高频变压器的电压变比为1:1.15。逆变器的开关频率为1kHz。采用相移角度为2π/N=2π/5=72°的载波相移 SPWM调制原理。异步电机带恒转矩为4000N＊M的负载，其转速可稳定在270rad/s，可见整机输出负载功率可达1MW。网侧与载侧交流电压与电流的仿真波形分别如图5、6所示，为观察方便，将电流放大5倍。

整流器为电压型PWM整流器，直流滤波电解电容为4700μF，2并2串，均压电阻为68kΩ，交流升压电感为1mH，直流回路电压为1500V。载侧高频变压器的电压变比为1:0.7。网侧与载侧交流电压与电流的仿真波形分别如图7、8所示。为观察方便，将电流放大4倍。

整流器为矩阵整流器，直流滤波电感为1mH，电解电容为330μF，2并2串，均压电阻为68kΩ，交流滤波电感为1mH，交流滤波电容为4.7μF，直流回路电压为800V，载侧高频变压器的电压变比为1:1.37。网侧与载侧交流电压与电流的仿真波形分别如图9、10所示。为观察方便，将负载电流放大4倍。

4 结论

提出和分析了一种整流器功率平衡的多级串联高压变频器，由网侧工频降压变压器、整流器与逆变器阵列、载侧高频升压变压器构成。串联级数为N的多级串联高压变频器包括N个降压变压器次级绕组、N个整流器和3N个单相逆变器以及N个由单相变压器构成的三相逆变器。其特点:(1)网侧变压器设计简化，实现输入单位功率因数;(2)整流器数量减少，瞬时负载平衡，电解电容容量下降和寿命提高;(3)载侧变压器开关频率高，体积减少，电压变比可调;(4)输出电压多电平，简化输出滤波器设计和降低共模电压干扰;(5)当采用PWM可控整流器时，具有四象限工作能力。

[1] 刘凤君.现代逆变技术及应用[M].北京:电子工业出版社，2006(9).

[2] 张崇魏，张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社，2003(10).

[3] 曲学基，曲敬铠，于明扬.电力电子整流技术及应用[M].北京:电子工业出版社，2008(4).

[4] 张选正，顾红兵.中高压变频器应用技术[M].北京:电子工业出版社，2007(6).

[5] Bimal K.Bose著.王聪，赵金，于庆广，程红译.现代电力电子学与交流传动[M].北京:机械工业出版社，2005(5).

[6] 陈伯时.电力拖动自动控制系统－运动控制系统[M].北京:机械工业出版社，2003(8).