结合数字锁相环空间分集判决反馈盲均衡算法

郭业才　朱　婕

(安徽理工大学电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001)

摘 要：为了克服常数模算法(Constant Modulus Algorithm,CM A)收敛速度慢、稳态误差大及复信道引起相位旋转的缺点，提出了结合数字锁相环的等增益 合并空间分集判决反馈盲均衡算法。该算法利用空间分集技术来提高信噪比，利用判决反馈 盲均衡器来克服码间干扰，利用二阶锁相环来跟踪信道的时变特性，具有纠正相位旋转、收 敛速度较快、稳态误差小的优点。时变多普勒频移水声信道的仿真结果，验证了该算法的有 效性。

关键词：空间分集；数字锁相环；判决反馈；水声信道

Spatial Diversity Decision Feedback Blind Equalization Algorithm with Digital Phase-Locked Loop Structure GUO Ye-cai，ZHU Jie

(School of Electrical and Information Enginee ring ,Anhui University of Science and Technology,Huainan Anhui 232001,China)

Abstract:In order to overcome the disadvantages of low convergent rate of Constant Modulus Algorithm(CMA), big steady-state error and carrier ph a se rotation caused by complex communication channel, spatial diversity decision feedback blind equalization algorithm with digital phase-locked loop structure w as proposed. The proposed algorithm can improve signal-to-noise by spatial di ver sity technique, overcame intersymbol interference by decision feed-back blind e q ualizer, and trace time-varying characteristic by two-order phase-locked loo p, w hich has ability to compensate carrier phase rotation, to improve the convergenc e rate, and to reduce steady-state error. The validity of the proposed algorit hm was proved by computer simulation of underwater acoustics channel with time-v arying Dopple frequency-shift.

Key words: spatial diversity; digital phase-locked loop; de cision feedback equalization; underwater acoustics channel

信号在信道中传输时，由于多径效应，会产生码间干扰。为了有效地克服码间干扰，常采用 常数模算法设计均衡器。传统的CMA(Constant Model Algorithm)使用的是信号模值信息， 但对信号相位信息不敏感。因此，在对有相位偏移的信号进行均衡时，无法克服相位旋转。 目前，克服常相位旋转主要有两种方法［1-4］： ① 用能同时进行信道均衡和载波相位恢复的修正CMA算法，该算法将CMA分成实部和虚部， 不增加锁相环，能有效克服常相位旋转，但不能克服以一个固定角频率变化的非常相位旋转 ；② 在CMA中使用锁相环技术，一阶锁相环也只能克服常相位旋转，不能克服非常相位旋转 。要克服非常相位旋转，需使用高阶锁相环技术。

影响算法均衡性能的重要因素是多径效应。采用具有非线性结构的判决反馈均衡器，是克服多径效应的重要手段［5-6］2 413，2 843。同时空间分集技术也能 利用多径信号来改善系统的均衡性能［7］。因为分集技术利用多条传输相同信息且 具有近似相等的平均信号强度和相互独立衰落特性的信号路径，在接收端对这些信号进行适 当的合并，大大降低了多径衰落的影响，改善了传输的可靠性。

本文采用具有非线性结构的判决反馈均衡器，利用分集合并技术，结合数字锁相环，提出一 种结合数字锁相环的等增益合并空间分集判决反馈盲均衡算法，以提高均衡性能和通信质量 。

1 单信道判决反馈盲均衡器

在单信道均衡的情况下，常用判决反馈均衡器(Decision Feedback Equalizer, DFE)［ 5-6］2 414，2 843,因为它可以消除前馈滤波器的ISI。判决反馈的基本思想是：一 旦检测 到某个信息符号，就可以估计出它对后续符号产生的干扰，从而事先将其减去。DFE由一个 前向滤波器和一个反馈滤波器构成，反馈滤波器以判决器的输出作为输入，用来消除先前已 经检测到的符号所产生的干扰。从功能上讲，反馈滤波器用来从当前估值中滤除被检测符号 引起的那部分符号间干扰，因此对发射信号的估计更为精确(见图1)。

将前向滤波器输入信号、前向滤波器及反馈滤波器的权系数向量及判决器输入信 号设为

号a(k)的估计。

图1 单信道判决反馈基带等效模型

2 空间分集判决反馈盲均衡器

假设单个天线阵元的接收信号强度低于某个预定电平的概率为玴，则相互独立的D个天线阵 元接收到的信号强度同时低于这个预定电平的概率为pD。当D较大时，显然p D远远的小于p,因此可以实现天线空间分集，抵抗空间选择性衰落［8-9］ 。同时，在接收端采用适当的合并技术，将这些信号合并，从而提高接收 端的信噪比，降低误码率。在满足一定误码率的条件下，可以采用冗余度较小的信道编码来 提高有效数据速率；也可以在满足一定误码率的条件下，降低信号的发送功率，节省功耗。 为了在信道均衡中采用空间分集技术，将基于单信道判决反馈盲均衡器扩展为能进行空间分 集的多信道判决反馈盲均衡器(见图2)。在空间分集盲均衡器中每一路由子信道和子盲均衡 器组成。

对盲均衡器的输出 进行合并处理，处理后的结果经判决器输出后作为反馈滤波器的输入。

图2 空间分集判决反馈均衡器结构3 锁相环空间分集判决反馈结构

在空间分集判决反馈盲均衡器结构中， 引入锁相环(Phase-Locked Loop， PLL)后， 得到 结合锁相环的空间分集判决反馈盲均衡算法(Spatial Diversity Based Decis ion Feedback Equalization algorithm with Phase-Locked Loop structure，SD-DFE+PL L)(见图3)。玵(k)为锁相环或判决器输入；θ[DD(-1*9]＾ (k)为对相位旋转的估计值。

3.2 等增益合并技术ニ谓等增益合并(Equal Gain Combining, EGC)，就是在接收端有獶个分集支路，经过相 位调整后，按照相同的增益系数，同相相加，再送入组合器进行合并。同时,该分集技术要 求各分集支路信号不相干。

等增益合并的平均输出信噪比为

因为最大比合并增益为獶，可见，当獶较大时，等增益合并增益与最大比合并相 差不多，但是实现起来要比最大比合并容得多，设备也较简单［5］2 413。

3.3 等增益空间分集判决反馈盲均衡器ピ谕3中，对各子路均衡器权向量用常数模算法

该算法采用等增益空间分集进行合并处理，并在判决反馈结构中引入了锁相技术，故称为基 于等增益合并空间分集判决反馈锁相盲均衡算法(Equal Gain Combining Sp atial Diversity Decision Feedback blind equalization algorithm with Phase-Locke d Loop structure,EGCS-DFE+PLL)。该算法利用分集技术来提高信噪比，利用盲均衡技术 来提高带宽利用 率，利用锁相环来克服相位转移，用判决反馈来消除先前已检测到的信号产生的干扰。因而 具有克服相位旋转，减少错误判决的能力。因而，具有收敛速度快、收敛后均方误差小等特 点。バ枰指出：多种算法组合后的计算量，比单一算法的计算量要大。就本文而言，计算量虽有 增加，但还不至于影响实际应用。

4 仿真实验

为了验证EGCS-DFE+PLL的性能，以判决反馈常数模盲均衡算法(CMA-DFE)、以等增益合并空 间分集判决反馈盲均衡算法(EGCS-DFE)为比较对象，并采用脉冲响应为玞1=［e-0 .7 j,0,0,0.3e-1.8 j］的时变多普勒频移水声信道和 脉冲响应为c2=［-0.005-0.004 j,-0.218+0.273 j,0.049-0.074

j,0.16+0.2 j］的复信道进行仿真研究(见图4)。发射信号为16

QAM，方差为1；信噪比为30 dB；CMA均衡器权长为9，中心抽头初 始化，步长为0.000 002；EGCS-DFE均衡器，CMA权长为9，中心抽头初始化，步长为0.000 0 01 8；EGCS-DFE+PLL均衡器，PLL步长α1=0.004,α2=0.000 4， 权长为9， 中心 抽头初始化， 步长为0.000 045；反馈均衡器的权长为5。

图4表明，EGCS-DFE收敛速度较快但却无法补偿相位旋转，EGCS-DFE+PLL比CMA的收敛速度快 近3 000步，且稳态误差比CMA和EGCS-DFE都小了大约5 dB。由于相位旋转给EGC S-DFE和CMA-DFE的均衡性能造成了影响。因此EGCS-DFE+PLL性能最好，均衡后星座图更加紧 密集中，星座图张开更加清晰，并且有效地克服了相位旋转。